баний. Для реальных кварцевых пластин указанные величины лежат в пределах Lkb = 0,01...0,1 мкГн, Скв = 0,1-0,3 пФ, Гкв== = 5...8 Ом.

Так как LuBt Скв и Гкв образуют последовательный колебательный контур, то на частоте

>посл= 1 квСкв (12.10)

в кварце возникает резонанс напряжений, прн котором полное сопротивление контура мало.

Зеличина Сд возникает при помещении кварцевой пластины в держатель и определяется конструкцией последнего. Обычно Сд = = 15...25 пФ.

Рис. 12.13

Рис. 12.14

С учетом Сд эквивалентная схема кварцевой пластины на рис. 12.14 представляет собой параллельный колебательный контур, на резонансной частоте которого

пар

==1 4вС,

(12.11)

возникает резонанс токов, при котором полное сопротивление контура очень велико.

В формуле Собщ = СквСд/(Скв+Сд) представляет собой последовательное включение внутри контура емкостей Сд и Скв.

Сравнивая формулы (12.10) и (12.11), можно сделать следующие выводы: I) частота последовательного резонанса Ипосл меньше частоты параллельного резонанса Ипар, т. е. и),;осл<сопар; 2) частота (Опосл близка к частоте сопар, так как Скв'ССд.

Характер изменения реактивного сопротивления кварца от частоты показан на рис. 12.14. Из рисунка видно, что в диапазоне частот (Опосл<м<а)пар реактивное сопротивление эквивалентного контура кварца имеет индуктивный характер, а в диапазонах

С1)<(0посл и {0>Сйпар- смкостный.

Варианты построения схем кварцевых генераторов приведены на рис. 12.15, а. б; 12.16. а, б). Схемы на рис. 12.15 с включением

кварца между затвором (базой) и истоком (эмиттером) по своей структуре соответствуют двухконтурной схеме генератора (см. рис. 12.11), в которой возбуждение колебаний возможно только при индуктивном характере сопротивления кварца и стокового (коллекторного) контура. Для выполнения этих условий генерируемую частоту выбирают в пределах сопосл<сог<сопар, а стоковый (коллекторный) контур настраивают на частоту, лежащую несколько выше частоты ипар.

Связь между стоковым (коллекторным) контуром и кварцем в схемах рис. 12.15, а, б осуществляется через межэлектродную емкость СзсССк*), что обусловливает малое влияние параметров стокового (коллекторного) контура на генерируемую частоту.

НОН

Рис. 12.16

Для возбуждения колебаний на частоте (Опосл<Мг<сопар в схемах рис. 12.16, а, б с включением кварца между затвором (базой) и стоком (коллектором) необходимо, чтобы стоковый (коллекторный) контур имел емкостное реактивное сопротивление. Тогда схемы рис. 12.16, а, б будут эквивалентны схеме емкостной трехточки. Для обеспечения емкостного характера сопротивления стокового (коллекторного) контура его резонансная частота должна лежать несколько ниже частоты (о„ар.

Контур в цепи стока (коллектора) (рис. 12.16) можно заменить резистором. Возбуждение колебаний в преобразованной схеме обеспечивается с помощью межэлекгродной емкости Сся(Скэ).

Благодаря высокой добротности кварца, достигающей нескольких сотен тысяч, и малому влиянию реактивных элементов лам-(транзистора) на параметры контура кварцевые генераторы Имеют высокую стабильность частоты. Температурный коэффициент частоты кварцевых генераторов лежит в пределах 10-10.

Недостатками этих генераторов являются огносительно малая Частота генерации, не превышающая 30 МГц, и невозможность Лавной настройки.

ГЛАВА 13 ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Избирательными называются усилители, обладающие способностью выделять полезный сигнал, соответствующий заданной частоте или полосе частот, из всей совокупности сигналов поступивших на вход усилителя.

В зависимости от назначения избирательные усилители можно разделить на следующие группы: 1) узкополосные iC-усилители, предназначенные для работы в области звуковых и дозвуковых

частот; 2) резонансные LC-усилители, R, г которые делятся на усилители напря-

жения, работающие в режиме А (они используются обычно в качестве усилителей высокой и промежуточной частот радиоприемников), и усилители мощности, работающие в режиме В и предназначенные в основном для усиления мощности высокочастотного сигнала, поступающего с задающего генератора радиопередатчика; такие усилители называются еще генераторами с независимым (внешним) возбуждением.

§ 13.1. Узкополосные ?С-усилители

Рис. 13.1

Узкополосные усилители строятся на основе обычного усилителя с частотно-зависимой обратной связью.

В качестве цепей частотно-зависимой обратной связи узкополосных усилителей можно использовать мост Вина и фазовращающую RC-цепь (см. рис. 12.4 и 12.6). Однако усилители с такими цепями легко самовозбуждаются, так как для получения избирательной амплитудно-частотной характеристики цепи нужно создавать положительную обратную связь. Поэтому для устранения самовозбуждения в таких усилителях используется еще и частотно-независимая отрицательная обратная связь.

Поэтому чаще используют так называемый двойной Т-о б; разный мост (рис. 13.1, а), включенный в цепь отрицательной обратной связи.

Амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики реального двойного Т-образного моста приведены на рис. 13.1, б. Частота, на которой коэффициент передачи Ро имеет минимальное

1зиачение (в идеале равен нулю), называется квазирезонансной и определяется по формуле

/ R1R2C1C2

при Сз = С1 + С2 i?3 = /?lII/?2.

(13.1)

Рис. 13.2

Рис. 13.3

Если принять

(13.2)

то можно записать

Cj-С2-С, Сз - 2С,

,= \IRC.

(13.3)

(13.4)

Из рис. 13.1, б видно, что на частоте соо фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями моста равен нулю. Поэтому для включения моста как цепи отрицательной обратной связи необходимо, чтобы фаза выходного сигнала усилителя изменялась на 180°. При соблюдении этого условия отрицательная обратная связь на частоте ио практически не действует. Следовательно, коэффициент усиления схемы на частоте ио будет иметь максимальное значение, равное коэффициенту усиления усилителя без обратной связи Км- На всех остальных частотах действует сильная отрицательная обратная связь, уменьшающая коэффициент усиления схемы до значения /Cuoc = /Cuo/(I+P o). На рис. 13.2 приведена амплитудно-частотная характеристика узкополосного усилителя (кривая /). Штриховыми линиями показаны характеристики Усилителя без обратной связи (кривая 2) и двойного Т-образно-о моста (кривая 3).

На эквивалентную добротность (Ээк = мо/(2А(оо) амплитудно-частотной характеристики узкополосного усилителя с двойным

мостом существенно влияет коэффициент усиления Кио- Если выполняются условия (13.2) и (13.3), то

Оэк~/С„о/4. (13.5)

Выражения (13.4) и (13.5) справедливы, если двойной Т-образный мост работает на высокоомную нагрузку от генератора с малым внутренним сопротивлением. Эти требования легко выполняются при использовании операционного усилителя. В схеме

Рис. 13.4

узкополосного усилителя (рис. 13.3) сигнал обратной связи с двойного Т-образного моста поступает на инвертирующий вход операционного усилителя. В других случаях применяют буферные (согласующие) каскады. Например, узкополосный усилитель, изображенный на рис. 13.4, содержит дифференциальный каскад и эмиттерный повторитель на транзисторе VT3. В базу транзистора VT2 на всех частотах, кроме соо, поступает сигнал, синфазный с входным.

При /Сп~1 коэффициент усиления схемы на частоте мо определяют из формулы (6.76) с соответствующей корректировкой обозначений.

§ 13.2. Резонансные усилители напряжения высокой частоты

Резонансные усилители напряжения щироко используются в качестве усилителей высокой частоты радиоприемников, к которым предъявляются следующие основные требования: возможно больший коэффициент усиления по напряжению; высокая добротность амплитудно-частотной характеристики на частоте полезного сигнала.

Для выделения полезного сигнала высокой частоты в резонансном усилителе используются резонансные свойства параллельного колебательного контура, включенного в цепь нагрузки.

Включение контура в цепь нагрузки бывает трансформатор-

ным, автотрансформаторным, емкостным и через разделительный Цонденсатор (рис. 13.5, а-г).

1 Рассмотрим в качестве примера схему с трансформаторным включением. Выходной цепи этой схемы на резонансной частоте контура соответствует эквивалентная схе.ма, представленная на рис. 13.6.

Рнс. 13 5

В схеме контур дан как параллельное соединение индуктивности L, емкости С и эквивалентного сопротивления контура на резонансной частоте 2эр; Я'п-Яп/п^тр=кп/ {Wk/WkY - приведенное сопротивление нагрузки. Из эквивалентной схемы следует, что при работе в схеме усилителя контур шунтируется сопротивлениями г*к и Rn, вносимыми в цепь контура транзистором и нагрузкой. При этом сопротивление контура на резонансной частоте изменяется и становится равным значению 2эр, которое определяют из выражения

i/z;p=i/z,p-f 1/г:+1 ?;

За счет внесения в цепь контура емкости транзистора изменяется и емкость контура:

Рис. 13 6

(13.6)

(13.7)

Следовательно, резонансная частота усилителя юо будет отличаться от резонансной частоты контура LC

>o=l ZC-=coo/c7C, (13.8)

а добротность амплитудно-частотной характеристики усилителя Q будет отличаться от добротности контура Q, не шунтированного дополнительными элементами:

Q = u);CZ;p=QZ3p/3P- (13.9)

Так как сопротивление Х'зр является активной величиной и включается в коллекторную цепь схемы каскада ОЭ, то коэффициент усиления по напряжению (см. рис. 13.5, а) иа резонансной частоте можно определить из формулы

(13.10)

Трансформаторное включение контура в цепь нагрузки (см. рис. 13.5, а) позволяет уменьшить влияние нагрузки на Zsp. Влиянием нагрузки можно пренебречь, если выбрать коэффициент трансформации Лтр из условия

Z <Z:=Rjti%. (13.11)

Полагая, что условие (13.11) выполняется, если 2эр = 0,1/я/л^тр, найдем

n,p=V0jRjZ:,. (13.12)

При малых значениях /?н коэффициент Лтр получается меньше единицы, что снижает коэффициент усиления схемы.

Пусть /?п=1 кОм, 7эр=10 кОм. Из формулы (13.12) будем иметь Лтр=0,1. Следовательно, коэффициент усиления схемы при использовании трансформатора с Лтр = 0,1 уменьшится в 10 раз. При больших значениях /?н. когда выполняется условие RnZax), связь контура с нагрузкой может осуществляться через разделительный конденсатор большой емкости Срз (см. рис. 13.5, г).

Неполное включение контура в цепь транзистора (отвод из точки а индуктивной катушки) позволяет в схемах с автотрансформаторной и емкостной связями (см. рис. 13.5, в) уменьшить влияние параметров транзистора Гк* и Ск* на характеристики контура, так как в этом случае емкость, вносимая в контур транзистором, равна Ск*тк, а сопротивление равно Гк*/тк где

тк-~-< 1 - коэффициент включения контура к транзистору.

В некоторых случаях для уменьшения влияния параметров транзистора на характеристики контура используют схему каскада ОБ. Тогда в контур при его полном включении в цепь тран-

зистора вносятся емкость Ск = Ск*/(1+21э) и сопротивление Гк= =fГк*(1+Л21э), оказывающие меньшее влияние на характеристики кфнтура, чем параметры схемы каскада ОЭ Ск* и гк*.

Влияние нагрузки в схемах рис. 13.5, б, в уменьшается при неполном включении контура в цепь нагрузки, так как при этом СС противление, вносимое в контур, равно Яв/гПн^, где m =UJU<i <г 1 - коэффициент включения контура к нагрузке .

При построении транзисторных резонансных усилителей необходимо учитывать внутреннюю обратную связь, которая проявляется в том, что часть коллекторного тока транзистора ответвляется во входную цепь. Если усилительная схема каскада ОЭ работает от источника тока, то внутренняя обратная связь является положительной и параллельной по току. Если усилительная схема каскада ОЭ работает от источника ЭДС, то имеем отрицательную последовательную внутреннюю обратную связь по току.

Внутренняя обратная связь приводит к самовозбуждению резонансных усилителей. Так как расстроенный контур представляет собой реактивное сопротивление, то условия самовозбуждения в усилителе могут выполняться и при положительной, а при отрицательной обратных связях.

Для повышения устойчивости резонансных усилителей можно использовать схему каскада ОБ, в которой внутренняя обратная связь проявляется слабее, чем в схеме каскада ОЭ. Однако по сравнению с ОЭ схема ОБ имеет малое входное сопротивление и меньший коэффициент усиления по мощности. Эти свойства ограничивают применение включения ОБ в схемах резонансных усилителей.

Повысить устойчивость резонансных усилителей можно нейтрализацией внутренней обратной связи на частотах, близких к резонансной, с помощью /?С-цепей коррекции и каскодных схем.

Элементы /?С-цепи коррекций подбирают таким образом, чтобы в требуемом диапазоне частот сигнал, поступающий с выхода усилителя на его вход через цепь коррекции, был равен по вели Чине и противоположен по фазе сигналу, поступающему на вход Усилителя по цепи внутренней обратной связи.

Рис. 13.7

Каскодная схема резонансного усилителя (ркс. 13.7, а) содер-жит два последовательно включенных транзистора. Транзистёр VTi в схеме ОЭ, а VT2, являясь нагрузкой VTi, - в ОБ (рИс. 13.7, б). При последовательном включении транзисторов их тоси равны, т. е.

hi-=i.2=K- (13.lh)

Тогда коэффициент усиления по напряжению на резонанснрй частоте

ft - -к^эр -б^эрАги A2i3Z;p 0 .

Выражение (13.14) совпадает с выражением для коэффициента усиления каскада ОЭ на одном транзисторе.

Входное сопротивление каскодной схемы равно входному сопротивлению каскада ОЭ, т. е.

вх.каск=вХ.э = Лцэ. (13.15)

Выходное сопротивление равно выходному сопротивлению каскада ОБ, т. е.

вых.касквых.б - к- (13.16)

Таким образом, входные параметры и коэффициент усиления каскодной схемы соответствуют входным параметрам и коэффициенту усиления каскада ОЭ, а выходные - параметрам каскада ОБ.

Такое сочетание свойств схем каскадов ОЭ и ОБ позволяет использовать преимущества каскада ОБ (слабую внутреннюю обратную связь и малое влияние парамегров транзистора на контур), сохранив в то же время преимущество каскада ОЭ в усилении. Кроме того, в каскодном усилителе емкость Ск транзистора VT2 не связана непосредственно с входом схемы, что также обеспечивает хорошую развязку входа и выхода схемы на высокой частоте.

Каскодное включение транзисторов в резонансном усилителе широко используется при разработке интегральных схем, когда число транзисторов не имеет существенного значения. На рис. 13.8 приведена каскодная схема гибридного резонансного усилителя, выполненная на интегральной микросхеме К2УС241. Примером интегральных каскодных усилителей являются также микросхемы К118УН2(А-В).

Для повышения входного сопротивления в каскодных усилителях используют полевые транзисторы. Схема каскодного усилителя на транзисторах с управляющим р-/г-переходом (рис. 13.9) состоит из каскада с общим истоком на транзисторе VTi, нагрузкой которого является каСкад с общим затвором на транзисторе VTa.

Токи, протекающие через транзисторы схемы', равны между с^бой, т. е.

(13.17)

Г (1 + с1экв

гДе /?с1экв=~~~ - входное сопротивление каскада с общим

Затвором Jl=Af/cH/A[/3h = Sn.

31 М кгМ -рСщ о--1-1-

Рис. 13.9

Тогда выражение для коэффициента усиления каскодной схемы на резонансной частоте будет иметь вид

А' с2

вх Ивх Г/!-Ь/?с1экв

Подставляя в (13.18) выражение для Rciskb. получим

-(*1 (1 +112)2Гэр

Лир-

Г12 + гп(1 4-2)+2Гэр

(13.18)

(13.19)

Если считать, что полевые транзисторы в схеме имеют малый разброс параметров, т. е. pi p,2 = p,>l, гц~гп = Г1. то формула (13.19) принимает вид

Кир=--(13.20)

Г,Н. + Zap

Так как обычно выполняется соотношение г,ц:2эр, то формулу (13.20) можно упростить:

(2Гэр

Аир---~--зр

(13.21) 243