Сравнивая формулы (13.21) и (4.73), можно сделать вывок что каскодная схема рис. 13.9 не дает преимущества в усилении перед каскадом с общим истоком.

Однако каскодная схема обеспечивает .хорошую развязку между входом и выходом, так как при каскодном включении полевых транзисторов уменьшается проходная емкость транзистора:

прох1каск - зс1 (1 4 ul)>

где

Ь' с1 Ла1--- вх

Среди резонансных усилителей напряжения можно выделить полосовые усилители напрялсения, которые характеризуются прямоугольной формой амплитудно-частотной характеристики и используются обычно в качестве усилителей промежуточной частоты радиоприемников.

Прямоугольность амплитудно-частотной характеристики обеспечивается двумя способами; 1) включением в выходную цепь усилителя системы двух связанных контуров, каждый из которых настроен на заданную частоту; при этом коэффициент связи между контурами выбирают близким к критическому; 2) использованием двух каскадов, имеющих в выходной цепи каждый по одному несвязанному контуру. Контуры каскадов симметрично расстроены относительно центральной частоты шо. Резонансные кривые контуров соответствуют кривым / и 2 на рис. 13.10.

Полосовой усилитель с расстроенными контурами при одинаковой полосе пропускания обладает большим коэффициентом усиления, чем усилитель со связанными контурами. Одьако усилитель с расстроенными контурами труднее настраивать на заданную полосу частот, так как для этого необходима настройка контуров на строго определенные частоты, симметричные относительно центральной частоты.

U)p, Jul Лш (Opi Рис. 13 10

§ 13.3. Резонансные усилители мощности высокой частоты (генераторы с независимым возбуждением)

При построении резонансных усилителей мощности (генераторов с независимым возбуждением) необходимо обеспечить высокие значения КПД и выходной мощности, передаваемой в нагрузку. Для этого используется весь диапазон рабочих напряжений и токов усилительного элемента, работающего в схеме резо-

шсного усилителя мощности как правило, с отсечкой тока в ежиме класса В или С. Резонансный контур, включенный в выходную цепь усилителя, настроен на частоту полезного сигнала. Возникающие при отсечке тока высшие гармоники отфильтровываются контуром, и в нагрузку поступает только полезный сигнал с минимальными нелинейными искажениями. Степень фильтрации высших гармоник зависит от добротности контура.

5л

L t-i

Рис. 13 11

Для получения максимальной мощности нагрузка усилителя должна быть согласована с контуром, т. е. иметь оптимальное сопротивление /?нопт. Так как при использовании усилителя мощности в качестве выходной схемы радиопередатчика сопротивление антенны Ra значительно меньше сопротивления /?н.опт, то необходимость согласования антенны и усилителя является очевидной. Способы согласования могут быть различными и зависят от мощности передатчика.

В передатчиках малой мошности (до 1 кВт), которые обычно выполняются на биполярных транзисторах, антенна включается непосредственно в контур усилителя, т. е. является как бы его составной частью (рис. 13.11). Такая схема связи усилителя с антенной называется простой. Контур, составной частью которого является антенна, называется антенным. Для его настройки на более длинную волну, чем его собственная, используют так называемую удлинительную катушку индуктивности 1удл (рис. 13.11). При включении Lyдл последовательно с антенной увеличивается общая индуктивность и соответственно длина волны настроенного антенного контура. Для настройки контура на более короткую длину волны, чем его собственная, последовательно с антенной включают укорачивающую емкость Сук, уменьшающую общую емкость контура. Если собственная частота антенного контура лежит в пределах рабочего диапазона волн, то в антенную Цепь включают индуктивность £уд и емкость Сук.

В мощных радиопередатчиках (свыше 1 кВт) для согласования антенны с усилителем применяют сложную схему связи (рис. 13.12), состоящую из двух связанных между собой контуров, один Из которых (промежуточный) включен в выходную цепь усилительного элемента, а другой (антенный) подключен к антенне.

Оба контура настраиваются на полный резонанс. Связь между контурами чаще всего делается трансформаторной. Изменяя сопротивление связи Хсв, можно согласовать антенну с усилителем, обеспечив таким образом максимальную отдачу мощности в антенну.

Усилители мощности в радиопередатчиках свыше 10 кВт обычно выполняются на специальных генераторных лампах, рабочие напряжения которых лежат в пределах от сотен вольт до нескольких киловольт.

Рис. 13 12

Биполярные транзисторы в резонансных усилителях мощности работают при относительно низких рабочих напряжениях, не превышающих сотен вольт, но при больших токах, измеряемых амперами. С ростом тока уменьшаются входное и выходное сопротивления транзистора. Поэтому в транзисторных схемах усилителей мощности часто используются согласующие П-образные контуры, применение которых позволяет также улучшить фильтрацию высших гармоник.

С увеличением частоты падает коэффициент усиления транзистора, что приводит к снижению выходной мощности и КПД усилителя. Поэтому рабочая частота усилителя не должна превышать граничной частоты выбранного типа транзистора.

Зависимость параметров и характеристик биполярного транзистора от температуры окружающей среды вызывает изменение режима работы схемы.

Использование полевых транзисторов в резонансных усилителях мощности дает возможность исключить согласующие П-образные контуры, а также улучшить температурную стабильность параметров схем.

§ 13.4. Модуляция высокочастотного сигнала

Высокочастотный сигнал может быть промодулирован по амплитуде, частоте или фазе.

Амплитудная модуляция. При амплитудной модуляции (AM) осуществляется управление амплитудой высокочастотного

г

сигнала без изменения его частоты и фазы в соответствии с законом передаваемого сообщения.

Амплитудная модуляция наиболее часто применяется при передаче сигналов звуковой частоты (речи, музыки и т. д.).

Для изменения амплитуды высокочастотного сигнала несущей частоты в радиопередатчиках модулирующий сигнал подают на один из электродов транзистора усилителя мощности. Например, можно одновременно подавать высокочастотный и модулирующий сигнал на затвор (базу) транзистора.

На рис. 13.13 приведена схема усилителя мощности с модуляцией на затворе транзистора.

Рассмотрим случай модуляции высокочастотного сигнала несущей частоты нес = f/нес cos (0 низкочастотным сигналом Uq = = иаС05Ш в схеме усилителя мощности (рис. 13.13). На затвор транзистора поступают напряжение несущей частоты нес модулирующее напряжение я и постоянное напряжение смещения Es, т. е.

Кс = Киес+Иа-£ з-

Если за счет смещения Ез усилитель мощности работает с отсечкой стокового тока, то в цепи транзистора возникают импульсы тока, амплитуда которых изменяется с частотой модулирующего сигнала Q.

Рис. 13.13

д

Bfflufi

Рис. 13.14

Рис. 13.15

Временные диаграммы напряжения на затворе э и тока стока транзистора для этого случая даны на рис. 13.14.

При разложении на гармоники импульсов тока стока изменение амплитуды каждой гармонической составляющей будет соответствовать закону изменения амплитуд импульсов. Так как контур выделяет только первую гармонику, то на выходе схемы по-

лучим амплитудно-модулированные колебания (рис. 13.15), аналитическое выражение которых для данного случая имеет вид

АМ = нес ( 1 - л COS Qt) COS 4>i, (13.22)

где

AMmax + fAMmln

- коэффициент модуляции, в общем случае равный отношению

разности между максимальной /лмтах и минимальной f/AMmd,

амплитудами модулированного колебания к их сумме. При коси-нусоидальных высокочастотном и модулирующем сигналах коэффициент Ша определяется отношением их амплитуд, т. е.

Зная коэффициент гпа, максимальное и минимальное значения амплитуды модулированного колебания можно найти из выражений

АМтах = нес(1+А); AMm:n = Hec(l-A)-

После несложных преобразований модулированное колебание, определяемое выражением (13.22), можно представить в виде суммы колебаний:

ИАМ = нес COS Ы +0,5тАб^ ,е COS (u) -f Q) +0,5тА/ ее COS (щ - Q) t.

(13.23)

В выражении (13.23) первый член описывает колебания несущей частоты; второй и третий представляют собой колебания так называемых боковых частот, отличающихся от несущей частоты на значение Q, равное частоте модулирующего сигнала. Соответственно различают верхнюю (со-Ь^З) и нижнюю (со-О) боковые частоты. Амплитуда колебаний боковых частот вдвое меньше амплитуды колебаний несущей частоты.

На рис. 13.16 приведен спектр амплитудно-модулированного сигнала, состоящий, как уже было показано, из трех составляющих: несущей и двух боковых. На горизонтальной оси отложены частоты, а вертикальные отрезки соответствуют амплитудам колебаний.

Следует отметить, что работа усилителя мощности в режиме отсечки тока сток (коллектор) транзистора или на криволинейном участке стоко-затворной характеристики имеет принципиальное значение для получения модулированного высокочастотного колебания. При работе на прямолинейном участке характеристики модуляции напряжения на выходе не произойдет. 248

Рис. 13.16

К достоинствам усилителей мощности с затворной или базовой модуляцией следует отнести малую мощность, которую необходимо отбирать от модулятора, так как напряжения и токи, действующие в управляющей цепи транзистора, имеют малое значение.

Недостатком таких усилителей является малый КПД, который меняется в процессе модуляции и в среднем составляет 30-40%.

Больший КПД можно получить с помощью стоковой (коллекторной) модуляции, когда модулирующий сигнал подается на (o-Si сток (коллектор) транзистора усилителя мощности последовательно с напряжением питания (рис. 13.17). В результате стоковое

напряжение с изменяется относительно своего среднего значения с частотой модулирующего сигнала. При косинусоидальной форме модулирующего напряжения будем иметь

u,=E,+LfaCosQL (13.24)

Изменение стокового напряжения приводит к смещению динамической стоко-затворной характеристики. Тогда при поступлении на затвор транзистора усилителя мощности, работающего с отсечкой тока стока, сигнала несущей частоты импульсы тока стока окажутся промодулированными по амплитуде с частотой Q.

Рис. 13.17

Рис 13.18

Временные диаграммы, иллюстрирующие процесс стоковой модуляции в схеме рис. 13.17, приведены на рис. 13.18.

При стоковой модуляции коэффициент полезного действия усилителя мощности остается практически постоянным и составляет 70-80%. Недостатком стоковой модуляции является необходимость использования мощного модулятора.

Частотная и фазовая модуляции. При частотной модуляции (ЧМ) мгновенное значение частоты изменяется в соответствии с законом изменения передаваемого сообщения при постоянной амплитуде колебаний.

Пусть модулирующий сигнал изменяется по косинусоидальному закону, т. е. Ua = UaCost. Тогда мгновенная частота частотно-модулированного сигнала определяется выражением

>(0 = + Д' тах COS Qi,

где Acomax - максимальнос отклонение (девиация) частоты от среднего значения (несущей частоты и), пропорциональное амплитуде (Aa)max=fef/oj и не зависящее от частоты модулирующего сигнала.

Так как частота представляет собой скорость изменения фазы, то мгновенная фаза ЧМ-сигнала

где фо - начальная фаза колебания.

Следовательно, выражение для ЧМ-сигнала будет иметь вид

K4M=oCos(u) + -sin2+%), (13.25)

где Uo-амплитуда колебания, не изменяющаяся в процессе частотной модуляции. Величина mf = A(0max/S2 = Qfl/Q называется индексом частотной модуляции.

При флзовой модуляции (ФМ) фаза модулированного высокочастотного сигнала при постоянной амплитуде изменяется в соответствии с законом изменения модулирующего сигнала. При косинусоидальной форме модулирующего сигнала выражение для ФМ-сигнала имеет вид

Кфм = t/o cos (ш/-f Д(р„ cos 2/ -f (13.26)

где Афтах-максимальное отклонение (девиация) фазы, соответствующее амплитуде косинусондального модулирующего сигнала и о.

Мгновенное значение фазового угла ФМ-сигнала

ср(0= ) + Д? ахСоз2+%. (13.27)

Продифференцировав выражение (13.27), найдем мгновенную частоту ФМ-сигнала:

io(i)=([<f/dt=4> - A-~?Q sin2

Выражения (13.25) и (13.26) показывают, что частотная и фазовая модуляции неотделимы друг от друга. Действительно, при изменении частоты колебаний будет изменяться также и его фа-

за. Между максимальными девиациями частоты и фазы выполняется соотношение

Л%ах=А?шах2- (13.28)

Следовательно,

max-

Учитывая связь между частотной и фазовой модуляциями, их общим определением является термин угловая модуляция . Сигналы в jct-ройствах с угловой модуляцией при высоких индексах модуляции имеют большую помехозащищенность, чем сигналы в устройствах с амплитудной модуляцией. Однако при угловой модуляции спектр модулированного колебания содержит бесконечно большое число пар боковых частот

и„=и„ cos (ш + пШ),

(о-а (О oi + a

Рис. 13.19

амплитуды которых убывают с увеличением номера п, так что при nvif составляющими спектра можно пренебречь.

Наличие ряда боковых частот в спектре сигнала с угловой модуляцией при больших значениях nif (рис. 13.19, а) ограничивает использование угловой модуляции в диапазонах длинных, средних и даже коротких волн. Угловую модуляцию целесообразно применять в УКВ-диапазоне, частотное содержание которого велико.

При малых значениях индекса модуляции т^<1 угловую модуляцию называют узкополосной, так как спектр ЧМ- или ФМ-сигнала содержит одну пару боковых частог (рис. 13.19, б), так же как и спектр АМ-сигнала.

Пусть выражение для ФМ-сигнала имеет вид Ифм = cos (сог + Дср^з^ cosQt).

(13.29)

Используя формулу для косинуса суммы двух углов, получим Ифм= о [cos cB/f cos (Аср^аз, cos Qt) - sin m/f sin (A cos 20]. (13.30) Так как m/<l, то приближенно можно записать: cos(Acp cos QOl; sin(Acp ,cosQ0A? axCos2

Тогда выражение (13.30) будет иметь вид

КфМ=о cos (oi - UQ sin (огДср^а^ cosQ/!=

= иQ COS ult -иofaxos <s>i--созаг .

Раскрывая со&{Ы-я/2) cos Qi, получим

КфМ = 0 cos +-у Д?,ахО COS [(ш - Q) +Я/2] +

-ЬуЛ?.ахоСоз1(ш + 2)+я/21.

(13.31)

Из выражения (13.31) следует, что боковые составляющие спектра ФМ(ЧМ)-сигнала в отличие от боковых частот АМ-сиг-нала сдвинуты по фазе на я/2.

Задающий г-енератоц

Нсипишепь мощнос(ли

Задающий генератор

Настотиый модулятор

Усилишель мащнасти

а

Рнс. 13.20

Рис. 13.21

Частотная модуляция может осуществляться двумя методами: прямым и косвенным.

При передаче информации в радиопередатчиках обычно используется прямой метод, когда частотная модуляция, как правило, осуществляется в задающем генераторе непосредственным изменением емкости или индуктивности колебательного контура так, чтобы частота генерации изменялась в соответствии с законом изменения амплитуды модулирующего сигнала. Структурная схема, иллюстрирующая прямой метод, представлена на рис. 13.20.

При косвенном методе нагрузкой задающего генератора является фазовый модулятор. В фазовом модуляторе под воздействием модулирующего сигнала осуществляется искаженная фазовая модуляция, при которой отклонение фазы Аф зависит не только от амплитуды, но и от частоты модулирующего сигнала (рис. 13.21).

В соответствии с соотнощением (13.28) возникающая одновременно с фазовой частотная модуляция получается неискаженной, если на вход фазового модулятора поступает напрянсение, обратно пропорциональное модулирующей частоте. Для получения такого напряжения используется интегрирующая /?С-цепь с большой постоянной времени x=RC, обеспечивающей даже на самой низ-

Кой модулирующей частоте йн выполнение неравенства 1/Qh<;t.

Тогда при подаче напряжения Uq амплитуда тока в цепи во всем диапазоне модулирующих частот QQh равна

Напряжение, поступающее на вход фазового модулятора,

вхФМ 2С RC Q

Косвенный метод значительно усложняет схему и конструкцию радиопередатчика, поэтому применяется обычно в стационарной радиоаппаратуре.

ЛИТЕРАТУРА

1. Гальперин М. В. Практическая схемотехника в промышленной автоматике.-М.: Энергоатомиздат, 1987.

2. Основы промышленной электроники (под редакцией В. Г. Герасимова).- М.: Высшая школа, 1986.

3. Расчет электронных схем./Г. И. Изъюрова, Г. В. Королев, В. А. Терехов и др. - М.: Высшая школа, 1987.

4. У. Титце, К. Шенк. Полупроводниковая схемотехника. -М.: Мир, 1983.

5. Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник/С. В. Якубовский, Л. И. Ниссельсон, В. И. Кулешова н др. Под ред. С. В. Якубовского.-

М.: Радио и связь, 1989.

6. Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры. Справочник / И. В. Новачен-ко, в. М. Петухов, И. П. Блудов, А. В. Юровский. -М: Радио и связь, 1989.

7. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности: Справочник/А. А. Зайцев, А. И. Миркин, В. Мокряков и др. Под ред. А. Б. Го-ломедова. - М.: Радио н связь, 1989.