Выкод о-

А 8 2 1

LM655

ггкОм

а

51 кО

=}=0.01

0,01 мкФ .

Рис. 14. Генератор импульсов с 50 %-ной скважностью.

.до потенциала земли, может достигать 10 мкс; поэтому минимальная ширина импульса одновибратора ие может быть меньше 10 мкс. Время задержки возврата выхода в исходное состояние составляет 0,47 мкс (тип.). Минимальная ширина импульса возврата должна быть 0,3 мкс (тип.) На выводе 7 ток отключается в пределах 30 ис по отношению к выходному напряжению (вы вод 3).

ПРИЛОЖЕНИЕ Г

ВЫВОД УРАВНЕНИЯ (4.1) -ЗАВИСИМОСТИ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ БЕЗ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ ОТ ЧАСТОТЫ

Выведем выражение для коэффициента усиления по напряжению усилительного каскада при фиксированной частоте. Коэффициент усиления может быть выражен следующим образом: А = UmxIUex-

Обращаясь к рис. Г.1, можно заметить, что t/вых представляет собой напряжение на соединенных параллельно Яи и С. Поэтому можно переписать выражение для коэффициента усиления в виде Л (о) = (Л (0) £/е У£/вх) X X [R. II (1 ( С)]/.[Л -I- R II (1 о)С)].

Умножая числитель и знаменатель на /? -f (1 о)С), получаем А{ч>) ==

= Л(0)? (l/o)C)/[?(? -f 1 о)С) -ь/? (1 о)С)].

Преобразуем это выражение к виду Л (о)) =/4 (0)/?н(1 о)С)/[Л/?н+ -f (1 WC) (Л-Ь/? )].

Умножим числитель и знаменатель полученного выражения на /оС я \I{R + R ). В . результате получим Л (ю) == Л {0){R KR + R ).]/[RRh/(R +

\-R,.)]imC+i) или л(о)) = л(o)[? /(л^-ад][l/[;?л„/(Л-f/? )]/o)C-f ц.

Положим теперь RRn/{R + Rn) = Э' *огда Л (о)) = Л (0) [Rn/{R + Rn) X Х[1/(/?э/ С-Ы)].

Если R > Л, что часто имеет место, то Rh/(R + Rh) 1 и RRRtJ J{R + R)R, и поэтому можно написать Л (о) Л (0)/(/?/о)С1). Так как ю = 2п/. то Л(/) = Л(0)/(1-Ь./2п/СЛ). .

Прилоокение Д

вых

Рис. Г.1. Эквивалентиая схема для определения частотной характеристики.

а (0) - коэффициент усиления по напряжению усилителя без обратной

связи на низкой частоте. Л (0) £/gjj -вквивалентный источник напряжения, С - паразитная емкость и емкость перехода.

Определим теперь верхнюю граничную (или сопрягающую) частоту как fi = ЧгпЯС Тогда A(j) = Л(0)/[1 +i(flfi)\ и окончательно амплитудно-частотная характеристика Л = Л (0)/Vl + фазово-частотная характеристика ф = -arctg ( /i).

ПРИЛОЖЕНИЕ Д

ВЫВОД УРАВНЕНИЯ ДЛЯ /?корр В ЦЕПИ ЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ (КОМПЕНСАЦИИ ЗАПАЗДЫВАНИЯ ПО ФАЗЕ) ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ

Для того чтобы иайти значение акорр, используем уравнение для делителя напряжения, представленного на рис. Д.1. Выходное напряжение его будет равно £/вых = Utx(Rxcvv + 1 2я/Сиорр)/(Л -f ?корр-- \lj2nfCxow) Теперь определим отношение

1 -Ь /2п ?коррСкорр

где !я

t/вх H-/2n/(i?-bi?Kopp)CKopp l + /(f/M : 1У2п {R -j- Лкорр) Скорр, h = l/2n/?Kopp Скорр.

Прилсжение Д

551,

-О

Рис. Д.1. Ц пь коррекции, t/g- напряжение каскада усилителя, к которому присоединяется корректирующая цепь: =вь1х~ выходное сопротивление каскада усилителя, к которому присоединяется корректирующая цепь; - корректирующее сопротивление; С, - корректирующий кон денсатор.

Запишем

tBbix [1 + (Ш^]/2 t/вх [l + (f/W]V2

q) = arctg (f/fy) - arctg (f/h).

Переходя к децибелам, получим t/в

t/в

(дБ) = 20 log Vl + iflfy) - 20 log Vl + (flh)-

При fify и /л; 1 МОЖНО написать С^вых

t/в

(дБ) = 20 log (f/fy) - 20 log (f/fx) = 20 log (f/fy).

Подставляя в это выражение значение fy и fy, имеем

Ub, Ub

(дБ) = 20 log {[1/2л; (R + /?корр) Скорр]/(1/2л;/?коррСкорр)} =

= - 20 log l(R + /?корр) ?корр1.

Полученное выражение определяет затухание, вносимое корректирующим контуром корр и Скорр на частотах выше fy. Вводимое затухание должно быть равно снижению коэффициента усиления, необходимого для получения у операционного усилителя с коррекцией гладкой спадающей амплитудно-частотной характеристики на частоте /ср. Это значение затухания обозначено буквой М на рис. 4.16. Из предыдущего уравнения следует:

М (дБ) = - 20 log [(R -Ь /?корр) ?корр1.

Теперь имеется достаточно информации, чтобы найти Rkopp- Разрешая полученное уравнение относительно корр и не учитывая знак минус, так как М есть затухание, получим окончательно

/?корр = /?/{lantilog (М/20)] - 1}.

(4.15)

Для данного рассмотрения не существен второй член в полученном выражении, учитывающий дрейф выходного напряжения под влиянием температуры и старения источника опорного напряжения Uc ь Поэтому в дальнейшем будем считать U = Uq.,. неизменным и все изменения выходного напряжения приписывать только первому члену.

Таким образом.

At/B

Так как RJtjg < 1 и KR2/{Ri + R2) >h то

= iVJK) (RJr) [(R2 + R,)/R2].

л^вих/дсвх = (н/Кэ) [( 2 + Rl)/KR2].

ПРИЛОЖЕНИЕ Е

ВЫВОД ВЫРАЖЕНИЙ ДЛЯ

AU, x/AUbx, Ди, х/А1 И К, П. Д. ПОВЫШАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ

Д1/вых/Д1/вх

Если изменяется Uex, то AUmx/AUbx может быть найдено следующим образом (рис. E.I):

дсвых = с^Лн - с^вь,х[с^вх/? /(/?н + Кэ)] - Фс с^сп)-

Здесь Rk - сопротивление нагрузки; rjg - динамическое сопротивление перехода коллектор - эмиттер транзистора Tj; (At/jg/K) I/ =const оч =

Б

== UctI к - коэффрщиент усиления ОУ: с^вых выходное напряжение усилителя, возникающее под влиянием AUx.

A Увых =-7-5-Г- +

Г

Рис. Е.1. Схема последовательного стабилизатора напряжения, l/gjj- нерегулируемое входное напряжение постоянного тока; вых стабилизированное выходное напряжение постоянного тока; {/*, -часть выходного напряжения, подаваемая в цепь обратной связи; {/дп-опорное напряжение; У - компаратор и усилитель.

При применении пары Дарлингтона в качестве регулирующего элемента эффективное значение г^ транзистора Ti увеличивается в Ртг раз.

Примечание. (кэ)г2 обычно в 10 раз больше для Г так как Тг

представляет собой транзистор, рассчитанный на более низкий ток. Ртг - коэффициент усиления Тг по току - обычно колеблется в пределах 40-60 при низких значениях тока /к транзистора Гг. Напоминаем,.что (к)г2(б)г1 ~ *=вых/Рп-

Для конфигурации с применением пары Дарлингтона в уравнение (10.3) подставляется Tjq (эфф.). Значение г,э обоих транзисторов берется из каталожного описания или из графика соответствующей характеристики тран-вистора. (См. примечание переводчика в конце этого приложения. - Прим. ред.)

At/вых/Д/н.

Изменение выходного напряжения в зависимости от изменения тока нагрузки / может быть найдено следующим образом.

Для любого ОУ £/в .х = KUbx- Для ОУ в стабилизированном источнике питания С/вх~оп - с> оп фиксировано, и поэтому все изменения fBx обусловлены изменениями hUc. Изменение выходного напряжения может быть представлено в виде KtiUc = А£/вых, где hVc вызвано А£/вых. С учетом делителя напряжения i, R2 получаем hUc = tUsuxRiKRi Л-Ri)- Поэтому KUB j[R2/(Ri + R2)] = Д£/вы..

Изменение выходного напряжения обусловлено падением А/выхйн, так что J(tUBuy[Ril{Ri+R2)] = А/..ых/?н, откуда

Дг/вЫх/А/вЫХ = {RufK) т + /?2) ?21.

( 0.4)

К. п. д. =

вы/вых + КЭ нас [(с + вых + д'вых

Сокращая на /вых и умножая числитель н знаменатель на о/(с + о), получаем

fW[o/(<c+т

к. п. д. =

вых [V(c + о)] + С^КЭ ас + IJlX \Шс + Щ но Vex = UBb,x[te/(tc + te)], поэтому

к. п. д. = С/в^/{Г/в, + t/кэ ас + Д [О/Сс + о)]}-

примечание переводчика к выводу формулы для AUbux/AUex- Приводимую формулу проще получить так:

Для стабилизаторов напряжения с последовательным включением регулирующего транзистора при номинальном входном напряжении U, известно:

вых„ ~ еых„ = БЭ П

где 1/зых„=вхЛ'н/(?я+/КЭ л)]-напряжение на нагрузке, t; =/С X X {вых- [г/С^н + 2)] ~ Ст} ~ напряжение на выходе ОУ.

Чтобы учесть изменения hUeax под влиянием AUx, положим Ucr = const и обозначим t/вых = t/зи, + At/вых. t/вх = вх. + Д^вх- Тогда Увых - t/x =

= t/БЭ П + Д^вых. или

(вх. + А^/вх)/?н н + КЭП

(f/вых.+ Дгвых)?2

Ri + R,

Переходя к приращениям, получим

. . Afb. + КЭ г.)] - к [Д^/вых'?2/(?. + R2)] = At/bb,x

Дгвых {1 + /< [%(/?. + Щ] = At/B [RrJ(R + Гкэп)].

Д^вых/дгвх = + + + Щ]-

КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ ПОВЫШАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ

вх - вых^рых + вхКЭ нас вх вых

вх = С^вых'вых + вых [(с + о)/<0] С^КЭ нас + вых^Д-

°ЕЫХ f ВЫХ^ВЫХ

ПРИЛОЖЕНИЕ Ж

ОТВЕТЫ НА КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

Глава 1

1. Л = оо, Рвх, Рвых = о, Ubx. сдв = 0; 2. См. стр. 14; 3. Ubx. сдв - несбалансированные Г^БЭ вх. сдв-несбалансированные /121Э входных транзисторов)

4. Усилитель на полевых транзисторах по сравнению с биполярным имеет большее Рвх, меньший /см и большее Ubx. сдв; 5. Высокое Рвх, низкое Рвых;

6. (а) /?о.с = 300 кОм, (б) /Со.с = 150, (в) /?, = 90 кОм; 7. (а) /Со с = 21, (б) Ро. с = 380 кОм, (в) Rl = 222 кОм; 8. 4 В; 9. -12 В; 10. Овых = -2,4 В, 1/вх = -0,24 мВ; П. Источник неизменного тока, который уменьшает К выходного каскада; 12. См. рис. 1.8, 1.9, 1.10 и 1.11.

Глава 2

1. Ко. с = 100,5, Рвых. о. с = 5,025 Ом, Рвх. с. с = 39,8 МОм; 2. /Со. с = 99,66, А = 29,703, р = 0,01, Рвх. о. с = 10,033 кОм, Рвых. о. с = 1,68 Ом; 3. Ко. с понижается, Рвх. о. с увеличивается, Р,шх. о. с понижается; 4. Ubx. сдв, обусловленное током /см, равно /см(/?1 II Ро.с); 5. Устраняя f/вх. сцв с помощью равного, но противоположного по знаку напряжения; 6. Р2 = 8958 Ом; Ра = = 133 Ом; 7. /?ко п = 9,524 кОм, /?б = 9,907 кОм, /?д = 93,3 Омт 8. J >

> о. с > см: 9. А /С„. 10. Л = 49 950. Глава 3

1. и, вызванное током /<, , = /см,1 или /р„/?2. Ток /вых повторителя / ,

и поэтому его легко измерить, f/вых повторителя равно /см,1 / см22

2- ?1см, и^смг^глегко точно измерить; 3./с„, = 60 нА, /см, = ЮО нА,/

= 40 нА; 4. См. стр. 50; 5. Неинвертирующая схема усилителя будет усиливать как полный, так и разностный сигналы с ошибкой; 6. /Со. с = 49,955;

7. Неинвертирующий вход заземлен, так что Ucc = 0; 8. КОСС = 24,024, КОСС (дБ)-87,6 дБ; 9. Д вх. сдв/АГ, А/вх. сдв/АГ; 10. е = 1,593 В;, И. бпр. вх = 79,65 мВ; 12. Низкий дрейф; 13. См. стр. 57; 14, Для того чтобы выявить малые изменения напряжения в суммирующей точке.

Глава 4

1. Паразитная емкость, емкость перехода; 2. Л = 1492 при 10 кГц; 3. Л = = Кр = 10 000; 5. Петлевой коэффициент усиления (дБ) = 45 дБ; 6. (а) К= = 1,5, (б) полоса пропускания = 100 кГц; 7. в > 180°, петлевой коэффициент усиления > 1; 8. -6 дБ/октава - устойчив, -12 дБ/октава - условно устойчив (может быть устойчив или неустойчив), -18 дБ/октава - неустойчив; 9. е = -176,Г; 10. (а) 6 =-188,6°, (б) 6 =-139,4°; 11. £/ = 3,979 В; 12. f = 42,4 кГц; 13. Рк рр = 203,6 Ом; С. =0,041 мкФ; 14. Большая скорость нарастания; 15. См. стр. 89, 95-99.

Глава 5

I. -3 В; 2. -5 В; 3. Р, = 250 кОм, Р^ = 333 кОм, Рз = 167 кОм; 4. =

= 15,4 кОм, f/вых = 2,9 В; 5. /?, = 333 кОм, р' = 250 кОм, /?, = 500 кОм,

/?2= 1 МОм, Р^ = 250 кОм; 6. /?[=50 кОм, /?2 = 33,3 кОм, /Jj = 20 кОм;

7. См. стр. 114-117; 8. Преимущество - нет синфазных ошибок, недостаток - может потребовать большего числа усилителей; 9. Усилитель ошибки;

10. Обеспечивает сигнал обратной связи; 11. R2== Рз = Rt - 200 кОм, Ri = = 100 кОм, R = 90 кОм.

Глава 6

1. Усредняет напряжение во времени; 2. /? = 100 кОм; 3. (а) {/ х = = -0,6 мкВ, (б) £Увых = -0,053 мкВ, (в) t/вых = -0,1 В; 4. Ток смещения, ток утечки конденсатора, t/вк. сдв; 5. Периодическое переключение в режим возврат , применение высококачественных конденсаторов с низкой утечкой,. ОУ с очень низким сдвигом, такой, как усилитель, стабилизированный прерыванием; 6. /? орр = 200 кОм, С - 796 пФ; 7. Избежать насыщения усилителя; 8. Ro.c = 500 кОм, С=1 мкФ; 9. См. стр. 141; 10. /? = 159 Ом; П. 0,1 мкФ; 12. (а) 1;вь,х =-0,004 В, (б) 1/вь,х =-0,004 В; 13. Уменьшить шумы, улучшить устойчивость; 14. Лкорр = 79,6 Ом, R = 79,6 кОм, Скорр = = 100 пФ; 15. Лкорр = 3,18 кОм, R = 63,7 кОм, С = 0,00125 мкФ; 16. 10 кГц.

Глава 7

1. Диод или переход эмиттер -база транзистора; 2. AU/AT и Л ДГ нолупро-Еодникового перехода; 3. Такое размещение логарифмического элемента, при котором антилогарифмический усилитель вырабатывал бы экспоненциально изменяющийся выход; 4. См. стр. 171-175; 5. Увеличить диапазон амплитуд, которые схема может обработать; 6. t/вкх = -0,192 В; 7. 1Увых = 18,72 мВ; 8. X подводится к логарифмическому усилителю. Выход логарифмического усилителя подводится к одному входу множительного устройства, а и -к другому. Выход множительного устройства при этом будет п 1п X. Затем берется антилогарифм от этого выхода, что обеспечивает получение Х ; 9. Функциональный преобразователь включить в цепь обратной связи ОУ; 10. Возьмите антилогарифм от выхода с помощью биполярной антилогарифмической схемы; 11. Предотвратить нагрузку выхода ОУ.

Глава 8

1. См. стр. 184; 2. Необходим источник питания, частотная характеристика ограничена ОУ; 3. См. стр. 182; 4. 6 дБ/октава на 1 полюс - изменение затухания в полосе заграждения; 5. Фильтр Баттерворта: максимально гладкая полоса припускания; фильтр Чебышева: максимальная скорость изменения затухания в переходной области; фильтр Бесселя: линейно-изменяющийся фазовый сдвиг; 6. По мере снижения а увеличивается подъем амплитудно-частотной характеристики вблизи границы области подавления; 7. R - R - =2,122 кОм, если /?д=10 кОм, Rg = 5M кОм, = 1,586; 8./?, = i?j= = 1,895 кОм, если /?д=10кОм, /?д = 5,86кОм; 9.7, = 1 кГц,/2= 1.2 кГц.. С = 0,0033 мкФ,/о = 1.095 кГц, Q = 5.47, /?i =24,114 кОм, /?2 = 4,822 кОм,. /о = 482,3 кОм; 10. fa дб ср= 1.218. а = 1,059, = 9.744 кГц. =/?2 = /?3 = /?4 = с = о. с = 16.33 кОм, /?5 = 29,94 кОм; 11. /о = 1,125 кГц, Q = 22,5, /?, = /?2 = /?з = /?4 = с = = 6.43 кОм. R5 = 427,6 кОм; 12. /здбДср= 1.074, а = 0,886, fcp = 2,328 кГц, Rt = R2 = R3 = Rb = Ro. с = = Ra = 20,7 кОм, Ri = 2,589 кОм, Rb = 18,36 кОм; 13. /о = 512,35 Гц, Q = = 20,5, G =0,4879, /?, = /?2 = /?з = /?5 = Ro. с = R.a = 31,06 кОм, Rb = = RfQ = 1,516 кОм, Ri = 63,66 кОм, Rs = 8,91 кОм; 14. fo = 749,9 Гц, 3=37,5, G = 3,749, R2 = R3 = Rt = Re = i5,\5 кОм, /?i = 169,3 кОм, Rkopp - 1,693 МОм, Rs = 34,91 кОм; 15. Первый каскад: а = 1,076, /ср отношение =0,471, fcp = 1,413 кГц, второй каскад: а = 0,218, fcp отношение = = 0,964, /ср = 2,892 кГц, каскад первый: R. = /?, = /?2 = 34,13 кОм, Rb = - 31,54 кОм, каскад второй: =/?i =/?2 = 16,68 кОм, /?в - 29,72 кОм, /Сф. пл = 5,35; 16. Каскад первый: а = 1,328, fcp отношение = 0,256, каскад второй: а = 0,511, fcp отношение = 0,584, каскад третий: = 0,234. fcp от-

ношение = 0,851, каскад четвертый: а - 0,702, fcp отношение = 0,997; 17. Моделировать индуктивность; 18. Низкий шум, ТКС, широкий диапазон частот.

Глава 9

1. Конденсатор заряжен до значения U через диод, так что ои не может разряжаться. Для обнаружения напряжения на конденсаторе используется изолирующая схема с высоким Rbx, 2. Высокое Rbx дольше удерживает напряжение на конденсаторе; 3. Сложить выходы пиковых детекторов; 4. Если бустер (усилитель мощности) помещен в петлю обратной связи, то выходное напряжение сдвига, вызываемое токовым бустером, снижается в А раз; 5. Большое Rbx очень мало нагружает стабилитрон, а высокое значение А при обратной связи приводит к независимости выходного напряжения от выходного тока; 6. Снизить искажения; 7. Компаратор, который автоматически устанавливается в исходное состояние; 8. У[ - компаратор; Уг - интегратор; 9. Так, чтобы исходное напряжение достигалось быстро; 10. Зарядный ток С изменяется; П. У] - переключаемый коммутируемый входной изолирующий усилитель;

- интегратор. Уз - компаратор и генератор напряжения прямоугольной формы.

Глава 10

1. Линейные, преимущества: хорошая стабилизация, недорогие. Недостатки: неэффективны. Импульсные. Преимущества: легкие, эффективные. Недостаток: сложный; 2. Предварительная стабилизация. Снижает пульсации на базе проходного транзистора; 3. Rck = 700 Ом, если /д = 1 мА, Ri = 2,8.кОм, R2 - = 6,8 Ом, Rs < 600 Ом, но Rs > 300 Ом; 4. 75 %; 5. Rcrp = 0,19 Ом; 6. R,= = 320 Ом, /?в=11,2 кОм; 7. == 53 Ом, /?, = 25,9 кОм, /?2 = 2,4 кОм, /?огр == 1,167 Ом, Re = 930 Ом, Rs = 70 Ом; 8. Схема LM309 не может ограничить ток внешнего проходного транзистора, так как транзистор, ограничивающий ток, не имеет внешних выводов; 9. = 10,85 кОм, /?2 = 7,15 кОм, Rs = 4,3 кОм, Rs == 32,5 Ом; 10. R, = 7,85 кОм, R2 = 7,15 кОм. Roro = = 10,8 Ом, Ra = 2,6 кОм, Rb = 12,4 кОм; П. Если U, < Uqu то дтя Uqu необходим делитель напряжения, если f/x oп^ то делитель нужно подключать к Ubmx, 12. Падение напряжения отрицательного источника питания вызывает на входе компаратора изменение напряжения в положительном направлении. Если не переключены инвертирующий и неинвертирующий входы, стабилизация не происходит; 13. Рсп = 33 мВт: 14. См. стр. 306-311; 15. 0 = = 48,54 мкс, tc = 51,46 мкс, L = 303 мкГн, Свых = 625 мкФ, Ст = 0,01 мкФ, Ri = 12,45 кОм, R, = 37,6 кОм, Rorv = 0,33 Ом, / п = 1 А; 16. <о= 22,56 мкс, tc = 27,44 мкс, / >,п = 0.886 .4, L = 337 мкГн. С„,.,х= 275 мкФ, Сг=0.01 мкФ, Л'2 = 12,45 кОм, Rl = 227,6 кОм, /?о,р = 0,372 Ом: 17. to = 20 мкс, tc = = 30 мкс, /имп = 5 А, /, = 240 мкГн, Свых = 750 мкФ, Сг = 0.009 мкФ. Если /?1 = 10 кОм, Ro. с = 2,49 кОм н /?комп = 2 кОм, то /?огр = 0,066 Ом; 18. Частота изменяется с изменением тока нагрузки; 19. Мертвое время (нерабочее время) - это время, необходимое для отключения включенных транзисторов и включения отключенных. Оно предотвращает большое рассеяние энергии при переключении; 20. Обеспечивает такую же мощность с транзисторами, которые имеют fKst/px и /j, равное половине от значения тока, требуемого

для полумостовой схемы; 21. Да. См. рис. Ж.1. Глава 11

1. Должны существовать достаточный спрос и необходимая технология; 2. Указывает, что приложенное к одному входу напряжение больше или меньше опорного, приложенного к другому; 3. Гистерезис (когда С^вто t/нто) обеспечивает невосприимчивость выхода к шумам на входе; 4. Гистерезис не поз-

Рис. Ж.1. Ответ к вопросу 10.21. Положите f=(1/2) (0.55/R gp/Cjjgp), У, - усилитель сигнала тока нагрузки,

Уг - усилитель управления.