пульс 30 мВ

Из каталожного описания имеем

Cj, = 45 10 (to) = 45 10- (36,6 мкс) = 0,016 мкФ. = /д. т п = 0,33 В/1,1 А = 0,3 Ом. Для того чтобы рассчитать Rs и Ri, найдем /бг,:

= /213 м„ = 1-1 А/30 = 36,6 мА. Если допустить, что Т, может отдать ток 50 мА. то получим

Ri = (fBx - f/кзг, нас - вэтд/кт. = ОЛ В/50 мА 202 Ом. = 1;бэГз/(50 мА - Ij.) = 0,8 В/13,4 мА = 60 Ом.

Для инвертирующего усилителя UlJU = R ?, = UU,. 1/* -выходное напряжение инвертирующего усилителя. Выбор резистора Ro.c не столь критичен, поэтому примем Ro. с = 10 кОм. Тогда /?, = Ro. с({/вых/{/оп) = = 10 кОм(18 В/1,245 В) = 144,5 кОм, = i?, /?о. с = 9,36 кОм. Так как пиковое значение/ 2-, = 50 мА. то мощность, рассеиваемая интегральной схемой (кристаллом), значительно ниже Ярлсс. макс Ключевой транзистор должен быть способен рассеять Рмакс = /г'/вх/г/п = 3,3 Вт.

Пример 10.15. Сдвоенный следящий стабилизатор. Построить сдвоенный следящий стабилизатор с помощью схемы [xA78S40.

Замечание. Следящий означает, что положительное и отрицательное выходные напряжения стабилизаторов изменяются одинаково. Так. если напряжение +15 В падает до 4-14,99 В, то и -15 В изменяется до -14,99 В. Положите /вых = 100 мА для обоих источников питания; {Увх = 22 В. Используйте типичные значения, приведенные в каталожном описании, и внешние транзистор и диод, которые были использованы в примере 10.14. Положим /ген = = 15 кГц (т = 66,66 мкс). Схема стабилизатора показана на рис. 10.17,г. Решение. Для р - п - р-транзистора 3: Рра^с = 5 Вт, 1/кэо=40 В, 1 3 = = 2 А. 1;кэ ас1 В, /7БЗ ас = 0,8 В, й^.д м„н = 30 При /к=1 А.

Диод: Обратное напряжение пробоя - 40 В, {/д = 1 В при 1 А. Вспомогательный ОУ схемы [XA78S40 будет использован в качестве источника питания с положительным напряжением, так как его выход не может стать отрица-

Разрешая это равенство относительно to и учитывая, что U + h - т, получим 1,730 + = 100 мкс, <о = 100 мкс/2,73 = 36.6 мкс; tc = 63,4 мкс. Из уравнения (10.28) следует

/п = 2/еых[(<0 + Шо1 = 1.1 А.

Теперь выберем дополнительный транзистор со следующими данными:

1/БЭнаС = 0.8 В, 1;кэО = 40 В, 1;кмакс = 2 А, /кэ ас = 1 В прИ /,< = I А

И 213 м„ ~ 0 при /к ~ 1 А. Диод выбирается так, чтобы его пробивное напряжение составляло 50 В, а падение напряжения на нем было £/д=1 В при протекании тока в прямом направлении, равного 1 А. Рассчитаем теперь из уравнения (10.30) значение L:

(I fEbix l+f/л^ /18В+1В\ I I У-Д J to =--) =

Свых вычисляется, как и прежде:

/вых/. 0,2 А (63,4 мкс)

0 Глава 10

те.пьным. Импульсный стабилизатор будет использован по схеме инвертора напряжения.

Из уравнения (10.31) имеем

./о ( I и.их I + дЖи^- 1/3 нас) = (15 В + 1 В)/(22 в - 1 В) = 0.76. Из tc + ta = t находим

0,760 + to = t = 66,66 мкс, <о = 66,66 мкс/1,16 = 37,88 мкс; tc = T - tz = 66,66 мкс - 37,88 мкс = 28,78 мкс.

Затем определим

/n = 2w()=200 MA(f)=0,352A.

, ( I f/вых 1+t/д) 0 16 В (37,88 МКС)

/п 0,352 А

: 1,72 мГн.

Если f/пульс = 30 мВ от пика до пика, то Свых = /вых^с/1/пульс =

= (100 мА) (28,78 мкс)/30 мВ -- 96 мкФ. На делитель напряжения на входе усилителя ошибки будем подавать напряжение + 15 В с выхода вспомогательного ОУ, соединенного по схеме инвертируюшего усилителя с К = -\. Положим /дел = 0,1 мА; Ri == Ro.c = 20 кОм выбирается в известных пределах произвольно.

Ra = (f/вых - оп) дел = (15 В - 1,245 В)/0,1 мА = 137,5 кОм, Рв= ton/V-n= 2* В/0.1 мА =12,45 кОм. Rr. т = t/д. т п = 0,33 В/0,352 А = 0,938 Ом. Теперь находим Rs и Ri, предварительно определив, что

1ВП макс = /п/Л21Э мии = 0,352 А/30 = 11,8 мА. Полагаем /j. = 15 мА. Тогда

Рз = t/БЭГз иасЛКГ, БГ,) = 0,8 В/3,2 мА = 250 Ом, 4= (t/вх - f/кэг, - ъэт)1Ыт, = (22В - 1,1 в - 0,8 В)/15 мА= 1,34 кОм. Наконец, определим по описанию

Cj, = 45 10-% = 45 10- (37,88 мкс) = 0,017 мкФ.

10.3.4. НЕСИНХРОНИЗИРОВАННЫИ ИМПУЛЬСНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР

Схема, приведенная на рис. 10.18, а, представляет собой автоколебательный импульсный стабилизатор. Для его построения требуются только стабильный источник опорного напряжения, дифференциальный усилитель с большим коэффициентом усиления и два делителя напряжения. ИС линейных стабилизаторов, такие, как рА723, могут работать как импульсные стабилизаторы на этом же принципе. ИС рА723, включенная в схему рис. 10.18,6, служит источником стабильного опорного напряжения, компаратором, построенным на ОУ с высоким коэффициентом усиления, и обеспечивает ток управления ключом.

Рис. 10.18. Несинхронизированный импульсный стабилизатор.

о - несинхронизированный понижающий импульсный стабилизатор, выполненный на базе ОУ; б - ИС цА723 в несннхронизироваином понижающем импульсном стабилизаторе.

Наименование выводов схемы цА723: / - опорное напряжение, 2 - инвертирующий вход,

S--и, 4 - инвертирующий вход, 5 -датчик тока, б - ограничение тока, 7 -частот-

пая коррекция, S -выходное напряжение ИС,/О-t/j- -

Схема рис. 10.18, а функционирует следующим образом. Когда Tl включается, напряжение в точке 3 приближенно становится равным Ubx- Таким образом, напряжение в точке / становится немного больще Uon {Rs Ri) Ток через катушку индуктивности растет со скоростью [Ubx - Uk3 т, - UbuxVL, тем самым обеспечивая током конденсатор С и нагрузку. По мере повышения выходного напряжения заряжается конденсатор С и напряжение в точке 2 возрастает. Когда оно становится больше напряжения в точке /, выходное напря:*ение ОУ уменьшается, что приводит к отключению Т\. Напряжение в точке 3 теперь становится равным - С/д, и напряжение в точке / становится несколько меньше, чем Uon (еще раз напоминаем, что R3:Ri), так что транзистор Т\ удерживается в отключенном состоянии. По мере того как ток в катушке уменьщается со скоростью (f/вых - t/д)/i-, напряженис в точке 2 падает. Когда напряжение в точке 2 станет меньше напряжения в точке /, выход ОУ переключится, станет положительным, включит снова Tl, и далее процесс повторяется. Схема работает с малыми пульсациями прямоугольной формы в точке /. Некоторое значение пульсаций в выходном напряжении необходимо. Пульсация напряжения на выходе может быть уменьшена путем увеличения емкости конденсатора С. Ток конденсатора и нагрузки устанавливают время, необходимое для того, чтобы выходное напряжение увеличить или уменьшить по отношению к напряжению в точке 1, а с ним и частоту осцилляции. Частота здесь изменяется с током нагрузки, и это является определенным недостатком.

Усредненное напряжение прямоугольной воЛны равно Ur. Из предыдущего рассуждения следует, что t/вых близко к значению

Uвux = Jon[iR + Ro)IR2\

Пульсации на выходе могут быть найдены как усиленные пульсации в точке /

t/пульс. вых = t/пульс. 1 [(/?. + R2)m- (10.33)

Пульсации В точке / равны

П {вх-УкЭТ,-Уоп)К4 , (f/on + f/д) 4

t/пульс. I- Rs + R, Rs + Ri

После простейших преобразований получим

t/пульс. 1 = [4/(3 + 4)] (f/вх - f/кЭГ.). (10-34)

Если используется делитель Ri, R2 (f/on =7 t/вых), то пульсации в точке 2 будут равны

f/пульс. 2 = (t/вх - икэп) ШНз + Ri)] [Rz/iRi + R2)] [{Ri + R2)m,

следовательно, f/пульс. 2 ~ С/пульс ь Это условие должно выполняться на любой частоте генерации. Для того чтобы рассчитать параметры компонентов несинхронизированного импульсного

; стабилизатора, надо найти для выбранного типа стабилизатора (например, понижающего, приведенного на рис. 10.18) значения

р /с и 0 так, как это было сделано в предыдущем примере. Вычислим индуктивность L, как это было сделано выше, и допустимые пульсации в точке / по уравнению (10.33) для заданных

допустимых пульсаций на выходе. Если делитель Ri, R2 не используется в схеме (С/оп = Увых В СХеме рис. 10.18,6), то СУпульс

в точке / равно пульсациям на выходе. Емкость конденсатора выбирается так же, как и в предыдущих примерах. Значения R3 и 4 при Rs > R4 выбираются по формуле

RilRs - С/пульс. i/(C/bx - f/кэг,). (10.35)

С уменьшением нагрузки частота несинхронизированного импульсного стабилизатора с ШИМ будет возрастать. Изменяющаяся частота выходного сигнала часто не приемлема вследствие появления непредсказуемых гармоник, вызываемых изменениями частоты переключения.

В нижеследующем примере приводится расчет параметров компонентов рассматриваемого типа стабилизатора.

Пример 10.16. Рассчитать параметры компонентов понижающего стабилизатора, показанного на рис. 10.18,6, в котором (хА723 используется для управления выходным транзистором, получения стаблизированного опорного напряжения и в качестве усилителя. Положить f/вых = 5 В, t/вх = 12 В, /вь[х = : = 400 мА, f/пульс == 30 мВ от пика до пика.

Решение. Сначала найдем tc и to. Диод и транзистор Г, будут выбраны так, чтобы падение напряжения на них во включенном состоянии составляло примерно 1 В.

Из уравнения (10.19) имеем

У'о = (f/Bb,x + адвх - (f/вых + f/кэ нас)] = 6 В/6 В = 1. Поэтому tc = to.

Выберем частоту генерации при полной нагрузке /ген = 10 кГц; тогда tc = <=to - 50 мкс. Для понижающего стабилизатора справедливо

/п = 2/вых. макс = 2 (400 мА) = 0,8 А,

= (f/вых + f/д) = (6 В) (50 мкс)/0,8 А = 375 мкГн,

Свых = пT/4t?пyльc = 667 мкФ.

Опорное напряжение цА723 больше, чем f/вых, поэтому Ucn должно быть приведено с помошью делителя R, и Ri к f/вых. Пусть /дел = 1 мА.

R, = (ton - Е/вых) дел = (7,15 В - 5 В)/1 мА = 2,15 кОм,

R2 = tвыx дeл = 5 В/1 мА = 5 кОм. Выберем i?3 = 500 кОм; тогда из уравнения (10.35) получим 4=3 [пулЛвх - f/кэг,)] = 500 кОм (30 мВ/11 В) = 1,36 кОм.

Фактически в этом стабилизаторе имеет место модуляция, о которой, сказано в примечании на стр. 304. - Прим. ред.

Напоминаем, что термин push-pull ведет свое начало от знаменитого сказочного зверя тяни-толкай . - Прим. ред.

Транзисторный ключ Ti должен иметь Л21Э > (/п вых)цА723 = А/150 мА =

= 5,3. Это условие легко удовлетворяется. Выберем Ti так, чтобы его А21э = 20 при fj3=l В и /j=l А. Ток базы 7 при 1 теперь составит /б = 0,8 А/20 = 40 мА. Положим / = 0,25/g;. , причем ъэг,- = 0,8 В; тогда = t/ga Tp-hr, = 0,8 В/10 мА = 800 Ом.

10.4. КЛЮЧЕВОЙ СТАБИЛИЗАТОР МС3420 ФИРМЫ MOTOROLA

Схема МС3420 представляет собой универсальный импульсный стабилизатор, работающий подобно больщинству интегральных схем импульсных стабилизаторов источников питания.

10.4.1. ВАРИАНТЫ СХЕМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

Схема МС3420/3520 фирмы Motorola может быть использована для построения любой из схем, приведенных в разд. 10.3.1, а также двухтактных (пущпульных)), полумостовых и мостовых конфигураций импульсных источников питания. Последние три конфигурации импульсных источников питания показаны на рис. 10.19. Эти структуры позволяют управлять больщими мощностями по сравнению с одноключевыми, так как больщую часть времени один из транзисторов всегда находится во включенном состоянии, поставляя ток в нагрузку. Все три конфигурации обеспечивают изоляцию входного от выходного напряжений с помощью мощного трансформатора и могут по-выщать и понижать выходное напряжение с помощью трансформатора.

Двухтактная структура. На рис. 10.19, а показана двухтактная конфигурация импульсного источника питания, представляющая собой простую схему, способную отдавать больщую мощность. Выход в виде серии положительных и отрицательных прямоугольных импульсов выпрямляется с помощью диодов, подключенных ко вторичной обмотке трансформатора. Столь же легко могла бы быть использована на выходе вторичная обмотка без средней точки с двухполупериодным мостовым выпрямителем. Когда транзистор Ti включен, ток течет через ту половину первичной обмотки трансформатора, которая присоединена к коллектору Г,. При этом автотрансформаторный эффект обмотки Тр вызывает появление на коллекторе Ti напряжения, равного 2(Укк- Когда транзистор Т^ включается, а Т\ выключается, транзистор Т2 задает ток в другую половину

первичной обмотки Тр и в нагрузку за счет трансформаторного эффекта.

Если транзистор Т2 включится в тот момент, когда потен-диал базы Ti только приближается к потенциалу земли (т. е.

Д

Рис. 10.19. Схемы двухтактных им-

пулы;ных источников питания, .л-двухтактная схема; б - полумостовая схема; в - мостовая схема.

изменяется в отрицательном направлении, но еще положителен), то через коллектор Т\ при TJvsTi, равном 2С/к;к, будет проходить ток до тех пор, пока не истечет время задержки сра-батывания Т\. То же самое происходит, если Гг отключается как раз тогда, когда Т\ включается. Рассеиваемая мощность -В течение времени задержки срабатывания транзисторов i(Ppacc == 26/кк/к). очень велика, и это может привести к потере

tr - время выключения (в основном рассасывания неосновных носителей в базе). - Прим. ред.

надежности или к необходимости применения чрезмерно мощных транзисторов Ту и Гг- Большинство систем управления двухтактными преобразователями предусматрйНает' введение так называемого мертвого времени, равного времени выключения транзисторов, между моментом приложения напряжения отключения транзистора, находящегося во включенном состоянии, и моментом приложения напряжения включения к базе отключенного транзистора. Это мертвое время в значительной степени улучшает надежность двухтактного преобразователя.

Другая проблема, возникающая в двухтактном преобразователе, заключается в том, что по первичной обмотке Тр начинает течь небольшой постоянный ток, когда время включенного состояния транзисторов в каждом полупериоде неодинаково или когда напряжения насыщения двух транзисторов недостаточно близки друг к другу. Это может привести к насыщению трансформатора, что в свою очередь приводит к сгоранию выходных транзисторов ИС. Транзисторы Ту и Т2 двухтактных преобразователей должны быть строго симметричны по таким параметрам, как tr, f/кэ нас и /к

Полумостовая структура. Полумостовая схема показана на рис. 10.19,6. Для накопления энергии в полумостовой схеме используются два конденсатора одинаковой емкости. На выходной трансформатор полумостовой схемы задается напряжение переменной полярности, изменяющейся каждый полупериод. Поэтому здесь не возникают проблемы симметрирования, столь существенной для двухтактных схем. Транзисторы Ту и Тг попе-ренно подсоединяют первичную обмотку Тр к земле и Ubx- Напряжение на трансформаторе равно 0,5Lbx, когда Ту включен, и Ubx - 0,5С/вх = 0,5Lbx, когда Гг включеН; так как каждый конденсатор заряжается до 0,5С/вх- Мощность снимаемая с полумостовой схемы, составляет 0,5Ubx/k- Поэтому при заданном значении Ubx для получения большей мощности ток /к должен быть большим. Падение напряжения на транзисторах Ту и Гг

в отключенном состоянии составляет только Ubx-

Необходим некоторый промежуток времени - мертвое время- между выключением одного транзистора и включением другого, ибо в противном случае ток, протекающий через отключаемый транзистор, в течение времени задержки выключения ничем не будет ограничен.

Диоды Ду обеспечивают ограничение напряжения, индуцируемого в первичной обмотке Тру, когда и Гь и Гг отключаются (как это имеет место в период мертвого- времени или выше при ШИМ). Исчезающее магнитное поле может вызвать появ-

дение на первичной обмотке перенапряжения положительной или отрицательной полярности, которое будет приложено к транзистору Tl или Гг- Диоды Д1 ограничивают величину на-лряжения на первичной обмотке в этом случае либо на уровне Ubx, либо на уровнс потенциала земли. Эти диоды называются защитными диодами.

Мостовая структура. Мостовая схема, показанная на рис. 10.19, в, может отдавать такую же мощность, как и полумостовая, но при половинном значении тока коллектора, или такую же, как двухтактная, но при половинном значении напряжения для каждого транзистора. Транзисторы включаются парами. Так, транзисторы Ti и 7 з обеспечивают один полупериод выхода и и Т^ - другой. Если используется ШИМ, то необходимы защитные диоды. Для мостового преобразователя необходимо предусмотреть мертвое время по той же причине, что и для полумостового. Мостовой преобразователь требует на два транзистора больше, чем полумостовой или двухтактный, и сложнее в управлении.

10.4.2. РАБОТА СХЕМЫ МС3420

Схема МС3420 фирмы Fairchild выпускается в коммерческом варианте (исполнения), который рассчитан на работу в диапазоне температур от О до 70°С, и варианте МС3520, используемом в военной технике и работоспособном в диапазоне темпе^ ратур между -55 и 125 °С. Прибор выпускается в керамическом или пластмассовом двухрядном корпусе (DIP) с 16 выводами. Он может работать с напряжением питания в пределах между 10 и 30 В при типичном токе холостого хода 16 мА.

Схема МС3420 является подсистемой, включающей (рис. 10.20, а) следующие части:

1. Температурно-компенсированный источник опорного напряжения, которое подключено внутри схемы, но доступно и для внешнего использования. Опорное напряжение источника составляет в типичном случае 7,8 В; он может отдать ток до 0,4 мА.

2. Задающий генератор, который обеспечивает: пилообразное (треугольной формы) напряжение на выводе 8, именуемом Выход пилообразного напряжения , последовательность импульсов для управления выходным сигналом вентиля 1 и для использования вне схемы через вывод 3, именуемый Т/Т-вы-ход . Частота генератора может быть установлена потребителем от 2 до 100 кГц с помощью внешних резистора и конденсатора.

3. Компаратор для широтно-импульсной модуляции (ШИМ) , Сравнивающий управляющее напряжение, подводимое к выводу

Рис. 10.20. ИС МС3420/3520 - схема управления а - принципиальная схема;

Наименоваине выводов: I-Rh (внешний резистор). -Cg (внешний конденсатор), женне управления /упр- 7 - установка мертвого времени , S - выход пилообразного выход 2, 14 - выход осциллятора, J5 - отрицание запрета, J6 - коррекция симметрии, компаратор мертвого времени , ТрГ - триггер. Выводы 5 - вход пилообразного напря-ШИМ я J6 - отрицание запрета выхода 2 также соединяются вместе. Высокий уровень нормальный установившийся режим работы (постоянные входные напряжения н на-ных импульсов на выходах во время переходных процессов с помощью И-веитнля, в нагрузке.) Область В - это область работы с максимальной относительной продол-место низкое входное напряжение и

€, с пилообразным напряжением, подаваемым через перемычку между выводами 8 и 5. При желании потребитель может использовать внешний источник пилообразного напряжения. Всякий раз, когда пилообразное напряжение выше управляющего, выходное напряжение компаратора ШИМ положительно, и оно может через вентили 2 а 3 включить выходной транзистор. Если пилообразное напряжение ниже управляющего, то выход компаратора ШИМ будет равен нулю, а вентили 2 ц 3 закрыты.

4. Компаратор мертвого времени , обеспечивающий устанавливаемое мертвое время для транзисторов Ту и Т2. Когда t/пнл < С/выв. 7, то выход компарзтора равен нулю, а вентили 2 и 3 заперты. При нормальной работе управляющее напряжение должно быть больще, чем напряжение на выводе 7.

5. Вентиль / и триггер Трг, которые направляют широтно-импульсно-модулированный сигнал к транзисторам Ту и Т2, попеременно отпирая вентили 2 и 3. Триггер срабатывает по заднему фронту сигналов Т/Т и ШИМ, отпирая вентиль, который был заперт в предыдущем полуцикле.

6. Вентиль 4, запирающий вентиль 2, когда напряжение на выводе отрицание запрета становится низким. Вентиль 3 запирается непосредственно сигналом отрицание запрета (вывод 15). В норме к выводу 15 должно быть приложено напря-