11 10

100 РФ

-о

Рис. 10.12. Типовые схемы стабилизаторов на базе \лА723.

Обозначения выводов ИС цА723 см в подписи к рн<;. 10.11. а - ннзковольт =2- 7 В. /?з=, II/J; б-высоковольтный стабйлн*

затор. 1/вых°= + 37 В.

ность, рассеиваемая при коротком замыкании, составляет

Ррасс. макс = Vx Uh. макс + потр) = 15 В (53 мА) = 795 мВт.

Это значение безопасно для корпуса DIP, если его температура 50°С или Еиже.

Так как и^ых > С/оп, то напряжение, питающее инвертирующий вход схемы цА723С, должно быть снижено с помощью делителя напряжения. Опорное напряжение может быть приложено непосредственно к неинвертирующему ходу. Однако использование сопротивления = Ri ] R2 позроляет снизить температурный дрейф. Как и в предыдущем примере, используем типичное значение опорного напряжения (Uon = 7,15 В) и 1дел = 1 мА.

/?1 = (t/вых-С/оп) дел= (15 В-7,15 В)/1 мА = 7,85 кОм, i?2= г7оп дел = 7,15 В/1 мА = 7,15 кОм,

Рз == Ri IIR2 = (7,85 кОм X 7,15 кОм)/(7,85 кОм + 7,15 кОм) = 3,74 кОм,

д- - = Ч. J( - - + --- = -

Выбранные резисторы будут иметь значения сопротивлений из стандартной щкалы резисторов с используемым допуском, ближайшие к расчетным значениям. Наиболее свободный рекомендуемый допуск на значения сопротивлений ±5 %. Емкость конденсатора Ci выбирается по техническому описанию равной 100 пФ.

Пример 10.9. Используя цА723, построить по схеме рис. 10.13, а источник питания постоянного тока на 28 В, 0,5 А. Источник питания должен иметь ограничение тока по схеме с меняющимся уровнем ограничения. Дано Ubx макс ==

= 38 В, Ubx. мии = 34 В.

Решение. Сперва выберем проходной мощный транзистор.

расе при £/ =28 В = (вх. макс вых) и. макс = Ю В (0.5 А) = 5 Вт;

расс при t/Bbix вх. максогр. к. з вх. максн. макс

= 38 В (0,1 А) ==3,8 Вт.

Транзистор на 10 Вт с соответствующим теплоотводом будет хорошо работать в этих условиях. Теперь следует выбрать значение 213 для проходного транзистора. Схема цА723С может отдать 40 мА при (t/вх-{/вых) = = 10 В, откуда А21Э мин = макс/723 = 0,5 А/40 мА = 0,5 А/40 мА = 12,5. Выбираем транзистор с А^э мин = 20 при = 0,5 А; U > U 3. так что C/j3 ддд. выбирается равным 50 В.

Теперь можно выбрать Ri и R-2. Примем fon = 7,15 В и /дел = 1 мА. Так как 1/вых > 7 В, то fon присоединяется к неинвертирующему входу усилителя ошибки, а снимаемая с делителя часть Свых выравнивается с fon с помощью делителя Р\Р2. Снимаемое с делителя напряжение прикладывается к инвертирующему выводу усилителя ошибки. Может быть использован и резистор Рз, изображенный на рис. 10.12,6. Имеем

Ri = (t/вых - г/оп) дел = 20,85 В/1 мА = 20,85 кОм. /?2 = £/оп дел = 7.15 В/1- мА = 7,15 кОм.

Так как /?i И /?2 < Ю кОм, то можно полагать, что делитель напряжения удовлетворяет требованиям. Резисторы Ra и Рв схемы ограничения тока с изменяющимися уровнями ограничения находятся так же, как и в примере 10.4. Тем не менее для iA723 необходимо, чтобы через Ra и Rb протекал ток

с, 600 пФ

Рис. 10.13. Применения ИС цА723.

а - стабилизатор с выходным положительным напряжением, системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения и внешним транзистором - токовым бу-i. стером; 6 - стабилизатор с отрицательным выходным напряжением, внешним тран-I зйстором - токовым бустером и системой ограничения тока с постоянным уровнем ограничения.

Обозначения выводов ИС р.А723 см. в подписи к рис. 10.11. Замечание: при Г вь1х* присоедините вывод 4 (инвертирующий вход) к стабилизированному вы-в ходу (Ь'вых)- I выводу / (fori) точку соедннення R\ с Кг к выводу 2 (неин-jt вертирующий вход), r2 к аемле и вывод 7 (частотная коррекция) к аемле. См-

каталожное описание.

только порядка 1 мА. Из уравнений (10.13)-(10.15) можно найти: R-X. т = б^/д. т н. макс = 5 (0,65 В)/0,5 А = 3,25 В/0,5 А = 6,5 Ом, Rb = (f вых - г/д, = (28 В - 2,6 В)/1 мА = 25,4 В/1 мА = 25,4 кОм,

/? = W JU = 2,6 В/1 мА = 2,6 кОм.

По описанию емкость конденсатора Ci выбирается равной 500 пФ. Этот стабилизатор может быть перестроен на напряжение f/вых < 7 В путем изменения /?, и /?2 и способа присоединения опорного напряжения так, как это показано на рис. 10.12, а. ,

Пример 10.10. Необходимо построить по схеме рис. 10.13,6 стабилизатор от- рицательного напряжения --15 В, 250 мА. Стабилизатор должен иметь ограничение по току с постоянным уровнем ограничения; {Увх = -24 В. Решение. Еще раз сперва выбирается проходной транзистор. Выход стабилитрона может обеспечить ток вплоть до 25 мА. Ток /ст служит также /вых схемы цА723С. Напряжение представлягт собой стабилизированное выходное напряжение (--15 В), а -ft/ за.земляется. Поэтому Ubx-Ubux для цА723С составляет -15 В. При f вх - t/вых = 15 В М-А723С может отдать все 25 мА, которые может пропустить стабилитрон Сгз. Заметьте, что /;?5=/бт1+вых. 723. поэтому при минимальном токе нагрузки цА723 должен отводить почти полный ток базы 7 ,. Таким образом, ток /5 транзистора Ti ограничивается зна чением, меньщим 25 мА. Поэтому Л21Эмин транзистора Ti равняется

.213m = W723 = 0.25 А/25 мА=10.

При ограничении тока на постоянном уровне мощность рассеивания транзистором Tl будет равна

Ррасс. макс = t/вх/н. макс = 24 В (0,25 А) = 6 Вт. Таким образом, выбирается транзистор со следующими данными: расс=10 Вт, Л21Эмин = 30 при / = 0,25 А. и^Э длит = 35 В. t/Бэ = 0,65 В при 1 = 0,25 А. Затем выбирается транзистор Т2 со следующими параметрами: Ррасс > бг.вх = 24 В (0,25 А/30) = 0,2 Вт, Ррасс = 0.5 Вт, А21Э мни = 60 прн / = 10 мА. БЭвкл = 0.4В. 1/кэдл т = 40 В. Теперь вычисляется /?д.т по формуле

д.т = tJJxx. акс = 0.4 В/0.25 А = 1.6 Ом.

Резистор /?5 должен пропускать ток /б макс транзистора 7 i. Напряжение иа. Ръ есть t/вх ~ (вых ~ Бэ г,)- Следовательно, Ps можно найти по закону Ома. Используя абсолютные значения, получим

р вх-(вых-БЭГ.) 24 В-(15 В-0,65 В) 9,65 В .макс/Л21ЭмииГ. ~ 0,25 А/30 -eiS

Максимальное дифференциальное напряжение усилителя ощибки и максимальные напряжения между -U и входами усилителя ошибки составляюг 8 В. Одна из этих величин может быть превышена, если при коротком замы-

10.3. ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ

1 Как показано на рис. 10.2, основная концепция импульсного стабилизатора напряжения заключается в использовании управляющего полупроводникового прибора в качестве ключа. Так как падение напряжения на транзисторном ключе С/кэ нас мало, то и потери мощности в ключе малы, а, следовательно, к. п. д. источника питания получается высоким. Этим они отличаются от линейных стабилизаторов напряжения, у которых проходной

кании Увых идет к нулю, а вывод -U подключен к напряжению -15 В, +t/ к земле и Uon непосредственно связано со входом усилителя ошибки. Поэтому и опорное напряжение, и выходное напряжение, прикладываемое к дифференциальному входу усилителя ошибки, снижаются с помощью делителей напряжения. Один конец обоих делителей напряжения связан со стабилизируемым выходным напряжением для того, чтобы при любых напряжениях на выходе избежать появления большого дифференциа.тьного напряжения между входами усилителя ошибки. Обычно опорное напряжение уменьщается вдвое, что означает R% = Rt на рис. 10.13,6.

Заметьте, что опорное напряжение прикладывается к инвертирующему, а сравниваемая с ним часть выходного напряжения - к неинвертирующему входам усилителя ошибки. Полярность выхода в рассматриваемом случае отрицательна, и направление, по которому должна происходить коррекция выхода при его изменении, должно быть здесь противоположно тому, которое имеет место у стабилизатора положительного напряжения. Поэтому сигналы, прикладываемые ко входам усилителя ошибки, необходимо поменять местами по сравнению с их расположением в стабилизаторе положительного напряжения. Вычисление /?з и Rt выполняется следующим образом:

7?з = /?4 и 1 / = 1 мА, /?з -f Rl = t/j,Jl мА = 7.15 В/1 мА = 7,15 кОм. = /?4 = (/?з + Rt)/2 = 7,15 кОм/2 = 3,575 кОм.

Для /?з и /?4 выберем любое стандартное значение, близкое к расчетному, а именно 3,33 кОм. Напряжение, приложенное к инвертирующему входу составляет-1 [/ , - 0,5[/ = - 11,425 В, так что [7= 11,425 В. а [/; = = 0,5[;. Пусть /д^=1 мА, тогда RO.UJ 1 = 3,575 В/1 мА = = 3,575 кОм, R=UJI==11,425 В/1 мА = 11,425 кОм

Выбор стабилизатора напряжения. Многие типы линейных стабилизаторов напряжения выпускаются почти каждым крупным изготовителем полупроводниковых приборов и многими изготовителями гибридных схем. Те, которые были рассмотрены, представляют собой просто малую выборку, приведенную для того, чтобы объяснить, как они работают. Имеются стабилизаторы для питания линейных схем напряжением ±t/ (например, ±15 В) со многими фиксированными регулируемыми положительными и отрицательными напряжениями и многими диапазонами тока. С выпускаемыми схемами линейных стабилизаторов можно ознакомиться по каталогам линейных интегральных схем.

> Возможна и так называемая дельта-сигма-модуляция, при которой меняются и частота и скважность - Прим. ред.

ВМОП (V-MOS)-вертикальные МОП-транзисторы с коротким каналом, большой мощностью и крутизной; ДМОП (D-MOS) - МОП-транзисторы с двойной диффузией .имеют улучшенные усилительные и ключевые характеристики. - Прим. ред.

транзистор В течение всего времени работы должен рассеивать мощность (С/вх--t/вых)/вых. Если импульсный стабилизатор управляется высокой частотой (нормальная частота лежит в пределах от 5 до 100 кГц), то катушка индуктивности и конденсаторы фильтра могут быть меньшими, чем, например, при обычной частоте сети. Так как к. п. д. импульсного стабилизатора мало меняется при изменениях С/вх, то импульсные стабилизаторы допускают больше пульсаций во входном напряжении, чем линейные источники питания. Поэтому конденсатор фильтра после выпрямителя для импульсного стабилизатора может быть меньшим.

В импульсных стабилизаторах используются два основных способа стабилизации: с постоянной шириной импульса и переменной частотой и постоянной частотой при переменной ширине импульса). Схема стабилизации с постоянной шириной импульса сохраняет постоянным время нахождения ключа во включенном состоянии и меняет частоту коммутации для стабилизации напряжения так, что более высокая частота устанавливается для больших нагрузок и более низкая - для малых. Изменяющаяся частота вызывает появление гармоник, генерируемых ключевым элементом, которые трудно прогнозировать. Это часто порождает нежелательные интерференционные помехи. Метод стабилизации постоянной частотой и переменной шириной импульса, называемый широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), оказывается предпочтительнее, так как гармоники, вызванные коммутацией, могут быть предсказаны и сглажены значительно легче. При использовании ШИМ переключающий элемент находится во включенном состоянии дольше при больших нагрузках, чем при малых.

Биполярный транзистор наиболее часто используется в качестве ключа в импульсных стабилизаторах. Применение мощных МОП-транзисторов (ВМОП и ДМОП 2) в качестве ключей в импульсных стабилизаторах становится широко распространенным. МОП-ключи вообще срабатывают быстрее, чем биполярные транзисторы, поскольку не имеют времени задержки при переключении, и поэтому у них ниже потери при коммутации. Высокое входное полное сопротивление мощных МОП-ключей позволяет использовать маломощные управляющие цепи (схемы). Имеющиеся в настоящее время мощные МОП-ключи могут коммутировать примерно от 9 А при 500 В до 28 А при

) Здесь tr - время закрывания, tf - время открывания ключа. -Прим.

50 В. Хотя появляются все более мощные МОП-ключи, в настоящее время мощные биполярные транзисторные ключи могут оперировать с большими мощностями, чем ключи на поле-вых МОП-транзисторах. Так, могут быть приобретены мощные : транзисторы, способные коммутировать от 100 А при 120 В до 3,6 А при 800 В. Биполярные транзисторы имеют более низкое L сопротивление во включенном состоянии на любом данном уровне мощности, чем мощные ключи на полевых МОП-транзи-

сторах. Часто мощные ключи на полевых МОП-транзисторах имеют больше преимуществ при коммутации мощных импульс-

i ных источников питания на высоких частотах, при которых ком-I мутационные потери биполярного транзистора становятся весь-

ма значительными. Сопротивление мощного полевого МОП-транзистора во включенном состоянии имеет положительный температурный коэффициент, в то время как это же сопротивление бипо-

лярного транзистора имеет отрицательный температурный коэф-J фициент. Поэтому полевой МОП-транзистор менее склонен к тепловому дрейфу и саморазогреву.

10.3.1. ВЫЧИСЛЕНИЕ МОЩНОСТИ РАССЕЯНИЯ ПРИ КОММУТАЦИИ

I На высоких частотах время переключения транзистора может Ь составить значительную часть периода, а мощность, рассеивае-L мая во время коммутации, может стать существенной частью Р общей мощности, рассеиваемой транзистором. Рис. 10.14 иллюстрирует простой метод'вычисления средней мощности, рассеиваемой при переключениях, и среднего значения мощности, рассеиваемой транзистором. Максимальное рассеяние мощности возникает тогда, когда /к и С/кэ максимальны в течение времени нахождения транзистора во включенном состоянии. Это имеет место при резисти'вной (омической) нагрузке, когда /к = 0,5С/кк ?н и С/кэ = 0,5С/кк- Кривая зависимости рассеиваемой мощности от времени в моменты коммутации похожа на треугольник. Усредненные за весь цикл площади под треугольниками (измеряемые в ватт-секундах) дают среднее значение мощности, рассеиваемой при коммутации. Расчет иллюстрируется нижеследующим примером.

Пример 10.11. Рассчитать среднюю мощность, рассеиваемую транзистором, дзображенным на рис. 10.14, если /г = 1 мкс, tf=2 мкс'), h - 5 мкс и = 6 мкс (т = 14 мкс); /к ас = t/кк ? = 1 А, t/кк = Ю В, 1 = 0,1 А,

БЭиас = 0.8 В, t/B3 ac = 0,5 В.

о-С

Рис. 10.14. Мощность, рассеиваемая ключевым транзистором. Рмакс=(0.51/КК) (O-SI/kk/h)=(0.5{/кК) (О-З^К): Рперекл. ср=0.5Рмакс (г + f )Л: Рср=Рвкл + Рперекл + РЪ Рср = кэ нас^н'сЛ + О.Рмакс (г + *f + бэ нас^б'сЛ-

Решение. Р„акс = (0.5{/кк/ )0,5[;кк=(0.5 А) (5 В) = 2,5 Вт. Р,р,. =

0,5Р„, , (f, + f)/t= (1,25 Вт)(3 мкс)/14 мкс = 0,26 Вт, (0,5 В)(1 А) (5 мкс)/14 мкс = 0,17 Вт.

- КЭ нас^К nachh

ср. вкл °ср. Б

= бэ ивс^бУ = (0.8 В) (0,1 А) (5 мкс)/14 мкс = 0,028 Вт. Р^р = Рср г^Ц + + Рср.вкл + РсрБ = 0.458 Вт.

10.3.2. ОСНОВНЫЕ КОНФИГУРАЦИИ СХЕМ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ

в этом разделе рассматриваются три основные схемы импульсных источников питания: понижающая, повышающая и инвертирующая напряжение.

Импульсный источник питания с понижением напряжения. На рис. 10.15, й показан понижающий импульсный преобразователь. Он обеспечивает выходное напряжение любой величины, меньшей, чем входное. Выходное напряжение зависит от t/вх и отношения времени нахождения транзистора во включенном состоянии tc к периоду коммутации т:

<вых = /зк(/./т),

(10.16)

где tc - время включенного состояния транзистора, % = tc-\- to- период коммутации, /о -время отключенного состояния транзистора.

-о

о

-о

Увых 9

Система управления стабилизатором

-о

вых

Рис. 10.15. Основные схемы импульсных стабилизаторов,

а - понижающий напряжение стабилизатор; б - повышающий напряжение стабилизатор; в - стабилизатор напряжения, инвертирующий

Работа понижающего преобразователя протекает следующим образом. Когда транзистор Ti подключен к катушке индуктивности L, ток протекает через Ti и Ток в катушке индуктивности возрастает со скоростью Ul/L. Напряжение на I будет f/вх -С/кэ г, нас -С/вых. В течение времени tc ток в катушке индуктивности достигает пикового значения / :

, вх ~ КЭ г. нас /п - -:-7-

~ вых ,1) -1с

Конденсатор С потребляет дополнительный ток (помимо нагрузки) , пока h > /вых. Когда Ti выключается, исчезающее маг-

> Это и все последующее справедливо для установившегося режима н 1Не учитывает наличие конденсатора С. - Прим. перев.

нитное поле катушки вследствие самоиндукции меняет полярность напряжения на ее концах и L становится источником питания нагрузки. Ток через L ухменьшается со скоростью Ul/L; он замыкается через диод д, который теперь получает смешение в прямом направлении из-за перемены полярности L, Rh и С. Напряжение на L теперь равно t/вых + t/д. Катушка индуктивности L питает током конаенсатор и нагрузку, пока h < /вых, после чего нагрузка получает питание от конденсатора С. Тран-. зистор Tl опять включается как раз перед тем, как h = 0. Максимальный выходной ток источника питания составляет половину тока /п. Ток /п - значение пика тока в катушке индуктивности. Среднее значение тока, протекающего через L в течение tc, должно быть таким же, как и в течение времени to. Для обеспечения требующихся тока нагрузки и напряжения устанавливается соответствующее отношение tc/to.

Можно рассчитать катушку индуктивности, если учесть, что она должна обеспечить максимальное значение выходного тока в течение отрезка времени to, когда транзистор находится в отключенном состоянии. Из известного соотношения для индуктивности Ul = L(A.I/At) можно найти L:

L = L\ (тп = (t/вых + ид) у/ . (10.17)

Емкость конденсатора фильтра может быть найдена, если вспомнить, что С = q/U = lAt/AU. Так как конденсатор С должен поставлять /вых в течение времени, примерно равного /г^с + Л^о, и максимальное значение отдаваемого им тока равно /вых = 0,5 In, то можно найти величину С, подставляя эти значения в приведенную выше формулу:

/п/2 (<с/2 + Ш /п (tc + to) (10.18)

t/пульс 4{/пульс

где С/пульс - напряжение пульсаций, измеренное от пика до пика. Среднее значение выходного тока должно быть равно среднему значению тока, протекающего через катушку индуктивности в течение времени tc. Зависимость тока, протекающего через катушку индуктивности, от времени есть UlU/L). Приравнивая значения тока, протекающего через катушку индуктивности за время tc и to, имеем

2 (вх - КЭ нас - t/вых) с 2 (вых + д) <0 L ~ L

/, 0=(С/,ь,х + С/д)/(С/вх-С/кЭ ас-С/вых).

Коэффициент полезного действия. Если пренебречь коммутационными потерями (что допустимо при tc-\~to > tr-\~ tf), то