составляющей входного напряжения значительного уровня, но .дифференциальная составляющая входного напряжения в этом Случае не должна превышать десятых долей вольта.

Дифференциальные усилители на полевых транзисторах име-:ют очень большие входные дифференциальные сопротивления и очень малые входные токи покоя. Однако эти токи останутся малыми только в том случае, если напряжения С/зи и С/с поддерживаются на низком уровне и приняты меры к тому, чтобы на-лряжение С/цс всегда превышало напряжение отсечки. Одновременное выполнение указанных условий требует применения вспомогательных устройств, поддерживающих постоянный уровень на-шряжения С/ус . Такие устройства проще всего реализовать, если в предварительных каскадах обычного дифференциального усилителя включить палевые транзисторы по схеме с общим стоком. Поскольку в этом случае снимается ограничение, накладываемое на входной ток, эмиттерные токи транзисторов можно выбрать -сравнительно большими (0,2-=-0,5 мА), что облегчает согласование входных каскадов с дифференциальными усилителями даже на р-п-р транзисторах с низким коэффициентом усиления.

На рис. 4.31а приведена схема дифференциального усилителя типа AD503 фирмы Analog Devices, в котором стабильность напряжений полевых транзисторов обеспечивается при помощи транзистора Тъ.

На рис. 4.316 приведена схема дифференциального усилителя типа (хА740 фирмы Fairchild. Ток, равный разности токов источ-1ник0в h и /з, протекает через резистор Ri, а ток, равный разности токов источников /2 и /4, - через резистор R2. Возникающие на резисторах падения напряжения необходимы для поддержания постоянной разности потенциалов между истоком и стоком. При этом обеспечивается высокая стабильность режима по напряжению даже при больших синфазных составляющих напряжения. В усилителе типа AD503 большое допустимое значение дифференциальной составляющей напряжения на входе обеспечивается применением полевых транзисторов, а в усилителе (хА740 - р-п-р транзисторов и T&, которые имеют большие напряжения пробоя база-эмиттер.

При практической реализации таких схем возникает ряд трудностей. Изготовление полевых транзисторов в составе полупроводниковых интегральных схем требует включения в технологический процесс дополнительных операций. Тем не менее основные параметры, определяющие их качество, будут хуже по сравнению с отдельно изготовленными парами полевых транзисторов. Если к усилителям предъявляются жесткие требования, целесообразно пару полевых транзисторов изготовить на одном кристалле, а стальные элементы усилителя - на другом, разместив оба кристалла в одном корпусе. Другая трудность связана с тем, что (Входные токи, по существу, являются обратными токами диода, и, следовательно, экспоненциально зависят от температуры. Следует отметить, что эти токи очень малы и составляют обычно 1-50 пА.

-°

t4

\ ZOO мня тшя

200тЯ

Яб С

у

Г,кс 4 31 Дифференциальные усилители с .полевыми т,ра1наИ|СтораМИ на входе: шходлые каскады внте-

гральных ОУ типа AD503,(a) и. цА740(б)

Напряжения смещения и дрейфа по крайней мере на порядок :выше, чем в дифференциальных усилителях на биполярных транзисторах. В последние годы для снижения этих напряжений используются полевые транзисторы, выполненные с помощью мето-.да ионного легирования и совмещенной технологии изготовления биполярных и полевых транзисторов.

Преимущества комплементарных структур можно реализовать путем включения п-р-п транзистора с большим коэффициентом усиления по току и дополдающего р-п-р транзистора^с регулируемым коэффициентом усиления в комплементарную кйскодную схему. Напряжения пробоя переходов база-эмиттер транзисторов Ti ;и Гг складываются последовательно с напряжениями пробоя пе-реходов база-эмиттер- транзисторов Tz и Т^, равными 40-г-бО В. Поэтому максимально допустимое входное дифференциальное напряжение весьма*велико. Последовательное включение двух схем, .каждая из которых имеет по два перехода база-эмиттер, приводит к тому, что напряжения смещения и дрейфа значительно больше, чем в простом дифференциальном усилителе. Шумовые характеристики также оказываются хуже.

На рис.- 4.326 приведена эквивалентцая; .по постоянному току Схема, в которой р-я-р транзисторы имеют такие же .коэффициенты усиления; как Ti и Тг на рис. 4.32й. Однако в режиме по переменному току эквивалентность этих схем нарушается. Пара транзисторов, включенных по каскодной схеме, имеет, лучшие характеристики чем простая cx.eika на р-п-р транзисторах. Преимущест- ва объясняются рядом факторов, из которых главный состоит в

Fhic. 4.32. Принципиальная (а) и эквивалентная то 1П10Стоя но*1у таиу (б) к;хе1мы шифференциальног.о .усилителя на жомплементарных цраизИсторах, выключенных 1по каокодной схеме

том, что включенные по схеме ОБ транзисторы Тз и т4 отделены, от нагрузки транзисторами Ti и Т2. включенными по схеме ОК-Вследствие того, что токи покоя эмиттеров определяются током источника через базовые токи транзисторов Тг и Т^, весьма существенно, чтобы транзисторы Тз и Г4 имели по возможности одинаковые коэффициенты усиления по току. Это требование легко выполнить, используя дополняющие транзисторы с относительно небольшими регулируемыми коэффициентами усиления по току. В. этом случае ток источника, необходимый для получения заданного эмиттерного тока, определяется выражением

/Б=2/э/(1+Рое). (4.103)

где /д - суммарный эмиттерный ток транзисторов Ti и Т2; Рос - регулируемый коэффициент усиления транзисторов Тз и т4.

Из рис. 4.32G видно, что схема симметрична относительно вертикальной оси, проходящей через точку А, потенциал которой остается постоянным при симметрии входных сигналов. Поэтому каждое плечо работает как независимый усилитель, в котором, транзисторы выполнены со связанными эмиттерами. Свойства каждого плеча.можно определить, допустив, что условная общая. точка заземлена, как показано на рис. 4.33а. Исследуя плечо на

1/Ъ

>

Рис. 4.33. Представление дифференциального усилителя .на комплементарных-транэисторах, включенных по каюкодной схеме, эквивадечтнымя схема1ми дляр дифференшиального (а) и синфазного ,(б) сигналов

транзисторах Г, и Тз, можно установить, что их эмиттерные токи равны. Поэтому диффузионные сопротивления Гэ эмиттеров, определяемые общим током покоя эмиттера 1q, одинаковы (объемными сопротивлениями областей эмиттеров можно пренебречь-вследствие малости токов эмиттеров). Поскольку на входном сопротивлении Гэ транзистора Тз создается напряжение последова-

тельной обратной связи, входное сопротивление плеча равняется удвоенному сопротивлению, которое было бы получено в случае включения транзистора Ti по схеме ОЭ и заземления его коллектора. Суммарное входное сопротивление равно удвоенному входному сопротивлению плеча:

i?3x д ~ 4 7-3 (1 + р) = 4 С/т (1 + р) э, (4.104)

где /?вх д - входное сопротивление для дифференциальной составляющей; р - коэффициент усиления по току транзистора Тй /э - ток эмиттера этого транзистора.

Входная емкость плеча на низких частотах приблизительно соответствует сумме двух емкостей п-р-п транзистора Ti: емкости Ct,k и половины емкости Сб.э- Одно из основных преимуществ кас-кодного усилителя заключается в том, что включение транзистора Ti по схеме ОК исключает эффект Миллера и, следовательно, увеличение емкости Сб,к. Общая входная емкость для дифференциальной составляющей Свхд равняется половине входной емкости плеча:

Свх д ~ Сбэ/4 + Сб.к/2. - (4.105)

По мере увеличения частоты значение Свхд несколько возрастает, но никогда не превышает 0,5(Сб,э + Сб.к)- С учетом сопротивления последовательной обратной связи Гэ в эмиттерной цепи Ti связь проводимости прямой передачи с эмиттерным током определяется выражением

5з 1/27-э = /э/(2С/т). (4.106)

Другими словами, зависящая от тока эмиттера проводимость прямой .передачи транзистора Ti равна яоловине проводимости прямой передачи, которая была бы получена в случае включения Ti по схеме ОЭ и протекания через его эмиттер такого же тока, как и в рассматриваемом случае. Что касается дополняющего транзистора Тз, то часть (1-ац) его эмиттерного тока разделяется между сегментами области коллектора. Отношение площадей этих сегментов обычно выбирается таким, чтобы коэффициент усиления транзистора в схеме ОЭ находился в пределах 3-5. Часть тока эмиттера транзистора Ti, протекающая через нагрузку, определяется результирующим коэффициентом усиления в схеме ОБ:

а'ос = (1 -Оп) Рос/(1 + Рос) = 0.7 Ч- 0,8. Таким образом, в области малых эмиттерных токов проводимость прямой передачи по отношению к коллекторному току составляет

Sl-aJ- - . (4.107)

Выходное сопротивление галеча со стороны коллектора транзистора Гз зависит, главным образом, от коэффициента модуляции ширины базы дополняющего транзистора и выходного сопротивления Гэ транзистора Т^.

/?вых 2гэ/а„,л. (4.108)

Коэффициент усиления по напряжению одного плеча, равный общему коэффициенту усиления

-Яиппп' Запишется: + /? /.. .ocr,

Его верхняя предельная частота определягтся двумя факторами: полным сопротивлением нагрузки коллектцра (емкостями, выходным сопротивлением и сопротивлением нагрузки) и 4acT0TH0№ зависимостью проводимости прямой передачи 5к. В большинстве случаев первый фактор превалщрует над вторым, поскольку коллекторное сопротивление обычно велико, в результате чего постоянная времени выходной цепи оказывает преобладающее влияние по сравнению с частотной зависимостью 5к, которая, главным образом, определяется зависимостью от частоты коэффициента Оос. В связи с тем, что граничная частота коэффициента усиления-Оос весьма близка к предельной частоте /т дополняющего транзистора, зависимость 5к от частоты становится ощутимой только на! частотах, превышающих несколько мегагерц.

Если на вход каскада подается синфазная составляющая сигнала, то точку А уже нельзя считать обшей. Она .соединяется с общей шиной через внутреннее сопротивление источника сигнала <гсы, как показано на рис. 4.336. Принимая во внимание эту особенность, параметры усилительного каскада для синфазных составляющих входных сигналов можно найти на основании схемы-плеча, как показано ниже.

Входное сопротивление со стороны эмиттера транзистора Т'з) равно входному сопротивлению транзистора в схеме ОБ при включении -между базой и землей сопротивления 2/?гсм. При помощи-табл. 3.8 входное сопротивление транзистора можно приближенно записать

R..s2R - (4.110)

1 +/1213 + 223 (Н + см)

Если сопротивления Яи и Rrcm достаточно -велики, то

RbsRvcmWRh- (4.11 !)

Rb3 представляет собой эмиттерное сопротивление транзистора Ti, включенного по схеме ОК. Полное входное сопротивление-для синфазной составляющей Rbxc равно половине входного сопротивления плеча

вхс --Т^Мг- (4.112)

2 1 -[- ftjai вх 3

Далее, на основании табл. 3.8 коэффициент усиления по напряжению по отношению к синфазной составляющей входного> сигнала равен

№.13 + 223 2/?гсм)?Н (4113,

/1113 + 2/?ГСм(1+Й22з/?н)

Если сопротивление Rt cm очень велико, то

есо 22з^н/(1+/г223?н)= -aocFH/(2-3 + a ,jx/?H). (4.114)

Разделив каждый член выражения (4.109) на выражение (4.114), получим

из которого следует, что коэффициент дискриминации по напряжению ограничивается значением коэффициента модуляции ширины базы дополняющего транзистора.

4.4.7. Шумовые характеристики

Коэффициент шума дифференциального усилителя, который может быть получен на основании эквивалентной шумовой схемы .для каждого активного элемента (см. рис. 3.13), зависит от параметров цепей, подключенных как к его входу, так и к выходу.

Если входной и выходной сигналы симметричны, дифференциальный усилитель имеет такой же коэффициент шума, как и отдельный транзистор в схеме 03, причем его можно определить по формулам (3.38) - (3.45) при условии Rr=Rm=Rrp2 (см. также рис. 4.21). Такой же подход можно использовать при наличии асимметрии плеч, но в этом случае на коэффициент шума будет влиять и источник тока в эмиттерной цепи (как правило, это до-тголнительное влияние незначительно).

Несколько худшая ситуация возникает в том случае, когда асимметрия обусловлена входным сигналом. При этом, если неиспользуемый вход усилителя соединен с общей шиной непосредственно, коэффициент шума в области средних частот [см. выраже-мие (3.40)] будет определяться выражением

Если неиспользуемый вход усилителя соединяется с общей шиной через компенсационный резистор Rr, то коэффициент шума, аналогичный вышеприведенному, определяется:

(4.116)

2Rt. Rr 2kTRr

В усовершенствованных модификациях, например с включением транзисторов покаскадной и каскодной схемам, рассмо-чренным в подразделе 4.4.6, токи смещения снижены и используются сложные транзисторные структуры. Поэтому их коэффициенты шума принципиально больше, чем в простом дифференциальном усилителе.

4.5. Управляемые источники тока

Управляемые источники тока на основе активных элементов образуют важный класс функциональных узлов линейных ИС. Действительно, сам биполярный транзистор является управляемым источником тока, однако зависимость его коэффициента уси-. дения от ряда факторов (таких, как температура, рабочие ток эмиттера и коллектор- . хд. ное напряжение, технологический разброс 1 параметров) исключает возможность его применения для таких целей при жёстких требованиях к допустимым изменениям. На- -с- личие согласованных по характеристикам пар транзисторов, изготавливаемых по од- -j:

ной технологии, позволяет создавать схемы , Jsi с небольшими, но чрезвычайно стабильными -

коэффициентами усиления по току. pj Р^

На рис. 4.34 показана одна из наиболее точник токГуправля распространенных схем такого типа. Допу- мый током

екая, что отношение коллекторного тока к

базовому в статическом режиме равно отношению этих токов в динамическом режиме (т. е. В 3), можно записать

С/бэ 1 = С/Г1 In (/э1 э нас l) = и и In (/эа/ нас г),

/э1=4х-Ш/э2Т=/о(1+Р)/Р-

Если распределение примесей и температуры переходов обоих активных элементов одинаковы, справедливы выражения:

/вых нас 2 Р \

Энас 1 нас 1

52 Р I

(4.117)-

Si 1-fP l-fS,/(l-f p)Si

где 52/5i - отношение площадей транзисторов, которое может выдерживаться с точностью, определяемой погрешностью маскирования. В большинстве случаев Si=S2. При таком условии

/вых вх = 1-2/(Р + 2) 1. (4.118)

Источник постоянного тока с единичным коэффициентом усиления иногда называют токовым зеркалом.

Токовое зеркало, содержащее два транзистора, может быть представлено приближенной эквивалентной схемой (рис. 4.35), в которой верхняя граничная частота равна \J2, входное и выходное сопротивления соответственно равны Гд и Гэ/л. Объемными сопротивлениями можно пренебречь, поскольку рабочие токи обычно невелики.

Недостатки этой схемы состоят в том, что общий коэффициент усиления по току сох|раняет некоторую зависимость от коэффициентов усиления отдельных транзисторов, а выходное сопротивление отвосительно невелико. Эти недостатки частично можно

скомпенсировать путем введения третьего транзистора, как показано на рис. 4.36. Тогда уравнения для токов можно записать в следующем виде:

/вх = /к1 + /бз = /к1+ /о/Р. /Э1 = /К1 + /б1 = /к1 (1 + Р>/Р.

/эз = /вых + /бз = /вых(1 /э2 = /эз -/б1 = /эзР/(1 гР)-

Съэ

Съэ

3 -

-о

= э

Ч'з

т

-о

Рис. 4.35. Эививалентная схема интегрального токового зеркала

Если транзисторы имеют одинаковую геометрию и температуру переходов, то /э1=/э2. поскольку С/бэ1 = С^бэ2- Отсюда следует

/вых вх = 1 -2/(р2 -Ь 2 р -Ь 2) 1.

(4.119)

Как видно из приведенного выражения, общий коэффициент усиления по току в меньшей степени зависит от коэффициентов

усиления транзисторов, чем в предыдущем случае.

Наличие обратной связи способствует увеличению выходного сопротивления:

вых э(Ц-Р)/. (4.120)

<

J а

Рис. 4.36. Интегральный и?-точвяк тока с большим выходным сопротивлением, управляемый током

4.6. Источники постоянного тока

Схемы, показанные а рис. 4.34 и 4.36, хорошо зарекомендовали себя при использовании в составе источников постоянного тока, способных поддерживать постоянное значение выходного тока

в широком диапазоне температур и, кроме того, обеспечивать высокие значения выходного сопротивления для дифференциальной составляющей даже при малых падениях постоянного напряжения. Такие источники обычно используются в дифференциальных .усилителях, в цепях смещения и задания режима, а также в каскадах с высоким коэффициентом усиления.

Простейший и поэтому наиболее распространенный способ реализации такого источника - включение резистора между входом и плюсовой шиной питания и использование возникающего при этом постоянного тока для управления источником тока. Если коэффициент передачи тока очень близок к единице, соединение, выполненное по схеме на рис. 4.37а, обеспечит выходной ток

/вых = (С/+п-С/бэ)/1 [1 -2/(Р + 2)],

(4.121)

ZUbs

1в

Рис. 4.37. Принципиальная (а) и зк- Рис. 4.38. Приицнпиальная (а) и эквива-

вавалбнтная (б) схемы интегрального лентна1Я (б) схемы интегрального источ-

йоточника постоянного тока ника постоянного тока с большим вы-

) ходным полным юоиротивлением

а выходной ток схемы на рис. 4.38а запишется

/вых = <С/+п-2С/бэ)/1[1-2/(Р'+2Р + 2)1. (4.122)

Пока папряжение питания существенно древышает напряжение база-эмиттер, температурная стабильность выходного тока сохра-