--2rcM (4 78

1 + /122 (к + 2Rr см) 2 см /4 79Y

1-ЬЛ22(?э+н) 1 + Л22(?э + н)

Из выражений (4.78) и (4.79) следует, что для получения больших коэффициентов дискриминации необходимо обеспечивать большое значение аг см и малое R.

При определении коэффициента подавления синфазной составляющей напряжения необходимо рассматривать полную физическую модель, позволяющую учесть несимметричность всех параметров транзисторов и других элементов схемы. Можно показать, что при i?3->-0 коэффициент подавления синфазной составляющей напряжения будет зависеть от асимметрии параметров АГэ=/э1-/ 92, Afx=fxi-fX2 и А/?к=/?К1-/?К2 следующим образом:

К

к

. (4.80)

При небольших рабочих токах эмиттера, когда Гбб.Сэ(1-гР), разница между коэффициентами усиления по току двух транзисторов, как правило, оказывает незначительное влияние на коэффициент подавления синфазной составляющей напряжения. Коэффициент подавления синфазной составляющей напряжения входной цепи Еи, определяемый выражением (4.67), как и коэффициент подавления синфазной составляющей тока Ei , напротив, зависят главным образом от разницы коэффициентов усиления по току.

Особенности изменения рассмотренных параметров усилителя в области высоких частот можно проанализировать при помощи эквивалентной гибридной П-образной схемы транзисторов. Поскольку в области высоких частот допустимо представление симметричного дифференциального усилителя состоящим из двух независимых плеч, не требуется проведения дополнительного анализа' для того, чтобы заключить, что частотные зависимости коэффициента усиления по напряжению Л^дд , коэффициента усиления по току , полных ВХОДНОГО 2вхд И ВЫХОДНОГО 2выхд сопротивлений будут такими же, как у плеча дифференциального усилителя, включенного по схеме ОЭ. Подобным образом частотная зависимость параметров Л„ , AiZexc и 2выхс идентична зависимости соответствующих параметров одного плеча с ОЭ, в котором полное эмиттерное сопротивление равно 2ZrcM

4.4.3. Статические характеристики. Напряжение и ток смещения

Статические характеристики или характеристики в режиме по постоянному току могут быть получены при помощи схемы на рис. 4.23. Здесь усилитель управляется трехполюсным источником

сигнала, а положение рабочей точки определяется напряжениями на базах, током источника /о и сопротивлениями нагрузки Rt.

Если усилитель идеально симметричен, т. е. параметры обоих транзисторов и коллекторные нагрузки совершенно одинаковы, а напряжение на входе С/вх i-С/вх 2=0, то эмиттерные токи транзисторов одинаковы и дифференциальная составляющая выходного напряжения равна нулю, при этом 1в1=в^=в- Базовые токи, протекающие через сопротивления источников сигнала, вызывают

Рис. 4.23. Дифференциальный .усилитель, у1П|равляемый от ттрехпшюсноро источника

одинаковые падения напряжения в цепях обеих баз и не. приводят к нарушению равенства C/bxi-С/вх2=0. Однако в реальных условиях внутренние сопротивления источника сигнала, входящие в базовые цепи, не обладают идеальной симметрией, что приводит к -появлению некоторого конечного напряжения ошибки на входе при протекании базовых токов. Вследствие того, что базовые токи покоя (которые можно рассматривать также как входные токи смещения) вносят существенную погрешность в работу входной цепи, они должны рассматриваться как важнейшие параметры, определяющие режим работы усилителя по постоянному току.

В случае неидеального усилителя для параметров транзисторов и сопротивлений нагрузки характерно наличие асимметрии, которая вызывает появление на выходе отличной от нуля дифференциальной составляющей напряжения С/выхд даже в том случае, когда С/вх1-С/вх 2=0. Кроме того, базовые токи Ii и 12 тоже неодинаковы. Следовательно, падение напряжения на сопротивлениях RTAi = RrA2 также различны. И снова это приводит к тому, что выходное дифференциальное напряжение С/выхд становится отличным от нуля. Погрешности выходных напряжений, обусловленные асимметрий, нелегко оценить, поскольку их значения зависят от коэффициента усиления. Выйти из этого положения можно, если пересчитать погрешности к входу. Это можно сделать пу-

тем нахождения такого входного напряжения t/exi-С/вх 2, которое необходимо для обеспечения равенства нулю выходного напряжения С/выхд при нулевом сопротивлении источника сигнала, или такого входного тока /вх i--/вх 2, который обеспечивает равенство нулю выходного напряжения С/выхд при бесконечно .большом внутреннем сопротивлении источника сигнала. Полученные таким образом величины называются входным напряжением смещения С/вх см и входным током смсщения вх см.

/вх см = (/вх 1-/вх 2) I Ujjbix д=: гд 1= гд 2=°°- (-

Как отмечалось, входной ток смещения обусловлен разницей между /б1 и /Б2:

, /вхсм = /б1-/б2- (4.83)

В реальных условиях ток смещения имеет конечное значение, что требует уточнения понятия входного тока покоя, поскольку входные базовые токи покоя уже не могут считаться равными. В связи с этим входной ток покоя дифференциального усилителя определяется

. * /вх = (/б1+/б=0/2. (4.84)

Выражая эффективные значения базовых токов через определенные выше входные токи покоя и смещения, получаем

/б1 = /вх + /вхсм/2. /б2 = /вх-/вхсм/2. (4.85)

Отличие реального усилителя от идеального, обусловленное входными токами и напряжениями смещения, можно учесть путем введения источников смещения в эквивалентную схему идеального усилителя. На рис. 4.24а показана входная цепь такой эквивалентной схемы, содержащей источники смещения.

Если известны сопротивления источников сигнала, то источники смещения могут быть объединены в два входных источника напряжения смещения, как показано на рис. 4.246. При Rbxci - =/?вхс2>/?ехд и гд1 = ?гд2=/?гд результирующее входное напряжение смещения С/вхсм определяется выражением

С/вх см - вх д (С/вх см + Rr /вх ом)/(?вх д + 2/?г (4.86)

Как следует из этого выражения, полное напряжение смещения является функцией как напряжения, так и тока смещения входной цепи. При малых сопротивлениях источника сигнала зависимость от напряжения смещения проявляется сильнее, чем от тока смещения, в то время как при больших сопротивлениях преобладает влияние тока смещения. Из рис. 4.24 также следует, что при /?гд1/?гд2 наличие напряжения на входе приводит к появлению дополнительного напряжения ошибки hxiRrAi-гдг), которое действует на входе и оказывает то же влияние, что и полное напряжение смещения.

В интегральных дифференциальных усилителях смещения обусловлены в основном несколькими факторами:

I. Различиями коэффициентов усиления по току и напряжений база-эмиттер транз!исторав, которые, в свою очередь, вызваны неидентичностью ширины баз и площади эмиттеров. Напряжение смещения является логарифмической функцией ширины баз Wi, Wz и площади эмиттеров 5i, 52 в соответствии с выражением

Wi S,

S. 4i\ Si * hJ

(4.87)

Например, при значении аргумента этого выражения 1,1 напряжение смещения составляет 2,5 мВ. Одно из преимуществ технологии полупроводниковых ИС состоит в том, что оба транзистора из-

г

ел ем

Кгс

г

Рис. 4.24. Эквивалентные схемы цепей смещения дафференциального усилителя

готавливаются из одного материала и имеют одинаковые диффузионные параметры. Поэтому упомянутый разброс параметров для них, очевидно, должен иметь значительно более узкий диапазон, чем для пары дискретных транзисторов, используемых в таком усилителе.

2. Разницей напряжений база-эмиттер, обусловленной неодинаковой температурой р-п переходов транзисторов. Поскольку оба транзистора расположены в одном кристалле, разницу температур их переходов можно сделать на несколько порядков меньше разности температур переходов дискретных транзисторов.

3. Различием значений коллекторных и эмиттерных сопротивлений, а также объемных сопротивлений базовой и эмиттерной областей.

4.4.4. Температурная зависимость смещения. . Температурный дрейф ; . .

Смещение рабочей точки усилителя, обусловленное асимметрией параметров транзисторов и других элементов, может быть скомпенсировано с помощью внешних элементов. Однако параметры как транзисторов, так и других элементов ИС зависят от температуры. Изменяясь под воздействием окружающей температуры, они вызывают появление дополнительных отклонений напряжений, т. е. разбаланс в работе усилителя. После приведениятих дополнительных отклоненийнапряжения к входу'получим

1 = (С/вх1-CBx2)ll7,

вых л

=0; Йгд1= гд2=:

ехсм-(/вх1 /вх2)117вых д^ г,т1=?гпо=~;

гд 1 гд 2

(4.88) (4.89)

где вх см - приведенный к входу температурный дрейф напряжения; ibx см - приведенный к входу температурный дрейф тока.

Дифференциальный усилитель, имеющий конечные значения дрейфа напряжения и тока, можно, .представить в виде эквивалентной схемы идеального усилителя, дополненной источниками дрейфа. На рис. 4.25 приведена входная цепь эквивалентной схемы, учитывающая дрейф.

Рис. 4.25. .ЭкБ.и1в.а,ле1НТ1на1я по дрейфу юхами (дифференциалиного усилителя

Если известны сопротивления источника сигнала, то эквивалентные генераторы дрейфа могут быть объединены и представлены в виде двух источников напряжения дрейфа точно таким же образом, как показано на рис. 4.246. При /?вх с i~/?ex с 21>/?вх д и /?гд1=/?гд2=/?гд результирующее напряжение дрейфа

вх ем = вх д (вх см ~Ь гд пх см)/(вхд + 2/?гд). (4.90)

Возникновение тока и напряжения дрейфа вх см и 1вх см объясняется действием двух механизмов. Разности напряжений и токов дрейфа двух транзисторов воспринимаются, с одной стороны, как дифференциальная составляющая входного сигнала, а с другой -. как синфазная составляющая этого сигнала. Каждая составляю-

щая вызывает появление дифференциальной составляющей входного сигнала ошибки. Составляющая выходного сигнала ошибки, вызванная синфазной составляющей. входного сигнала, определяется коэффициентом преобразования. Следовательно, входные напряжения и токи дрейфа можно представить так:

вх см = вх д см Ь вх с см/ис (4-91)

вх см ~ вх д см вх с cm/ic (4.92 )

в интегральных дифференциальных усилителях дрейфы обусловлены в основном различием температурных зависимостей: а) напряжений база-эмиттер; б) базовых токов, коэффициентов усиления по току и токов утечки; .:.в) сопротивлений резисторов усилителя (вследствие Очень хорошего совпадения температурных характеристик интегральных резисторов влияние этого фактора пренебрежимо мало); г) разницей TCMnepaTyjp р-п переходов транзисторов.

Составляющие дрейфа, возникающие под действием факторов а) и г),.можно определить при помощи схемы, показанной на рис. 4.26,-где транзисторы заменены своими термическими эквивалентными схемами. Используя эту модель, выражения для дрейфа дифференциальной составляющей входного напряжения вхдсм и входного тока 1вх д см, синфазной составляющей входного напряжения вх с см и входного тока 1вх с см МОЖНО представить в следующем виде:

вх д см

- [(гбб'2 + Гэ2 + ?э2) Д/кг2 +а.ЛТ, (4.93);

вх д см А /кг1 - А КГ2 , (4.94)

вхссм -0.5(2/?гемД/кг1 -ЬагА71 + 2?гсмАкг2 +агА7г)Л4.95)

вх с см (А /кг1 + А /кг2 )/2. (4.96)

Члены а\АТ\ и агДГг определяют составляющие дрейфа напряжений, обусловленные неодинаковыми приращениями температуры переходов и изменениями напряжений база-эмиттер в зависимости от температуры. Подобным образом члены

A/kti =/3i/(l+Pi)7ftpiA + A/KBcMi, (4.97)

А /кг2 = /э2/( 1 + Ро.) А + А /кБ см 2 (4.98)

определяют дрейф токов, возникающий вследствие различия базовых токов транзисторов, изменений температур переходов, коэффициентов усиления по току в зависимости от температуры, а также колебаний токов утечки в зависимости от температуры. Из этих выражений можно видеть, что для снижения дрейфа тока необходимо выбирать возможно меньший ток покоя эмиттера и/или возможно больший коэффициент усиления по току.

Если эмиттерный ток мал (менее 100 мкА), преобладающей со-ставляющей дрейфа напряжения является fliAIi-СгДГг. Для интегральных транзисторов температурные режимы обычно согласуются настолько хорошо, что разница температур переходов не пре-

вышает 10*-10-° С. Температурные коэффициенты напряжений база-эмиттер Oi и 2 зависят только от напряжений перехода база-эмиттер, значения которых, в свою очередь, настолько близки, что напряжение смещения не превышает нескольких милливольт. Таким образом, изменения напряжений база-эмиттер стремятся скомпенсировать друг друга. Единственным ограничением

-о

Рис. 4.26. Эжвшалентиая иермтеская схема щиффернриаатьвО'По [усилителя

такой автокомпенсации служит фактическое напряжение смещения, которое является линейной функцией температуры Т и может изменяться в зависимости от температуры с коэффициентом, достигающим 0,33% на 1°С (при напряжении смещения 1 мВ это соответствует дрейфу напряжения 3,3 мкВ/°С). Такое малое значение дрейфа напряжения может быть достигнуто только в том случае, когда усилитель сбалансирован путем установки отношения токов /эгДэ!. соответствующего нулевому напряжению.

Компенсация разброса напряжений база-эмиттер оказывает влияние только на дрейф дифференциальной составляющей напряжения Ывхдсм- Еще большее значение имеет дрейф синфазной составляющей Ывхссм, который превышает Ывхдсм и не может быть скомпенсирован. Влиянием Ывхссм можно пренебречь, если сделать коэффициент подавления синфазной составляющей напряжения не менее 80 дБ. Аналогичным образом дрейфом синфазной составляющей входного тока можно пренебречь, если обеспечить большой коэффициент подавления этой составляющей и высокую степень симметрии внутренних сопротивлений источника сигнала.

4.4.5. Зависимость смещения и дрейфа от напряжения источника питания

Колебания напряжения источника питания оказывают на сбалансированный дифференциальный усилитель такое же влияние, как изменение температуры: нарущается баланс, изменяется напряжение смещения, а следовательно, появляются дополнительные составляющие напряжения ошибки на выходе. Приводя напряжения ошибки к входу таким же образом, как и для температурного дрейфа, получим

1вх см п = {4х 1 -/вх г) 1 д=0; /?гд = гд =с=; Д V+: ДГ/- (4-100)

где Ubx см п и 1вх см п - приведенные ко входу дрейфы напряжения и тока, зависящие от напряжения питания.

Изменение напряжения питания воспринимается каскадом как синфазная составляющая напряжения на входе, которая вызывает появление дифференциальных составляющих сигналов дрейфа, зависящих от коэффициентов подавления синфазной составляющей. Легко показать, что Ывх см п и Ibx см п можно приблизительно представить следующими выражениями:

.X смп ~ {AC/n+M cc + t)/ c. (4-101)

вхсмп~£-рГ- (4.102)

Из этих выражений видно, что зависящий от напряжения питания др.ейф определяется прежде всего нестабильностью коллекторного напряжения питания U+n-

4.4.6. Специальные схемы дифференциальных каскадов

Требования к дифференциальным усилителям, вытекающие из возможности их использования в качестве входных каскадов интегральных операционных усилителей, стимулировали разработки специальных разновидностей таких каскадов. Причины, вызвавшие эти разработки, сводятся к следующим:

а) простые дифференциальные усилители на основе п-р-п транзисторов имеют хорошие характеристики смещения и дрейфа напряжения, но уменьшение коэффициента усиления по току с уменьшением тока эмиттера ограничивает возможности снижения токов смещения и дрейфа;

б) поскольку входное сопротивление простого дифференциального усилителя обратно пропорционально току базы, его нельзя увеличить выше определенного предела;

в) низкое напряжение пробоя перехода база-эмиттер п-р-п транзисторов ограничивает допустимые входные дифференциальные составляющие напряжения в пределах 6+-7 В;

г) применение комплементарных структур способствовало бы созданию весьма простых схем, но при этом возникающие принципиальные ограничения, связанные с интегральной технологией, затрудняют применение дифференциальных усилителей с дополняющими транзисторами.

Вероятно, наиболее естественным способом увеличения входного сопротивления и снижения входного тока смещения дифференциального усилителя является замена его транзисторов парами Дарлингтона, как показано на рис. 4.27. Последовательное включение двух базовых цепей позволяет по крайней мере, удвоить предельно допустимое входное дифференциальное напряжение по сравнению с простым дифференциальным усилителем. Уменьшение коэффициента усиления по напряжению на 50% можно скомпенсировать увеличением тока h, который не может быть сделан ctoIib же малым, как в простом дифференциальном усилителе.

-о

Рис. 4.27. Дифференциальный усилитель Рис. 4.28. Дифференциальный уси-с иапольэованием пар Дарлингтона литель с использованием пар Дарлингтона и резисторов ъ эмиттерных цепях

В отличие от тока смещения, который с целью улучшения характеристик можно сделать весьма малым путем уменьшения входного тока, напряжение смещения является относительно большим, поскольку эмиттерные токи транзисторов Ti и Гг оказываются 1>азличными вследствие неравенства коэффициентов усиления по току транзисторов Гз и Г4.

Для улучшения условий подачи напряжения смещения требуется дальнейшее усовершенствование схемы. Один практически приемлемый метод заключается во включении дополнительных рез1исторов в цепи эмиттера аскодного дифференциального усилителя, как показано на рис. 4.28.

На рис. 4.29 приведена другая модификация схемы, в которой заданные значения токов эмиттеров транзисторов Т\ и Гг поддерживаются при помощи двух источников тока. Влияние увеличения

тока эмиттера на входное сопротивление и входной ток смещения- оказывается не очень значительным, поскольку в микроамперном: диапазоне токов по мере увеличения тока эмиттера возрастает-также и коэф1фициент усиления по току.

Еще более соверщенным способом улучшения характеристик дифференциального усилителя является использование транзисторов со сверхбольшим коэффициентом усиления. Имея чрезвычайно тонкую базу, получаемую вследствие увеличения длительности.

Рис. 4.29. Днфференциалыный усилитель 1С использованием пар Дарлингтона и источников тока е эмиттерных цепях

Рис. 4.30. Дифференциальный уси--литель на транзисторах со сверхбольшим коэффициентам усиления, включенных по .каокодной схеме

эмиттерной диффузии, транзисторы со сверхбольшим коэффициентом усиления могут обеспечивать усиление по току порядка 4000 даже при эмиттерном токе в несколько микроампер. Однако при таком большом коэффициенте усиления напряжение пробоя коллекторного перехода снижается до 4 В, а коэффициент' усиления по току начинает весьма сильно зависеть от коллекторного напряжения. На рис. 4.30 представлена схема усовершенствованного каскодного дифференциального усилителя с плавающим выходом, в котором применены транзисторы со сверхбольшим коэффициентом усиления. Усилитель обладает рядом преимуществ, в частности: коллекторное напряжение мало и постоянно; входной трк покоя очень мал и составляет 1-2 нА; ток смещения, равный 50-200 пА, на два порядка меньше, чем в простом дифференциальном усилителе; большой коэффициент усиления по току обеспечивает значение дифференциального входного сопротивления 20-=-50 МОм. Однако сильно уменьшенная ширина базы приводит к увеличению технологического разброса параметров что, в свою очередь, обусловливает довольно большое напряжение смещения. Включение по схеме с плавающим потенциалом^ защищает входные транзисторы от опасного влияния-синфазной: