Указанные недостатки можно частично устранить, если к эмиттеру Ti подключить внешний источник тока. В простейшей модификации схемы Дарлингтона, показанной на рис. 4.3а, переход база-эмиттер транзистора зашунтирован резистором R\. При оптимальном сопротивлении этого резистора протекающий через него ток примерно в \/~2 раз превышает ток базы транзистора Гг при напряжении на переходе база-эмиттер 0,5-0,7 В. Несмотря на пропорциональное уменьшение результирующего коэффициента усиления по току, общие показатели качества существенно улучшаются, поскольку значительно ослабляется зависимость эмиттерного тока и напряжения база-эмиттер транзистора Ti, а также температурного коэффициента последнего от коэффициента усиления по току транзистора Гг. Кроме того, обеспечивается оптимальное сопр!Отивление источника сигнала для транзистора Гг, что позволяет получить минимальное значение коэффициента шума.

Тем не менее в рассмотренной модификации температурная стабильность остается невысокой. Изменения температуры вызывают дрейф напряжения база-эмиттер транзистора Гг, равный -2,3 мВ/° С, что, в свою очередь, приводит к пропорциональным изменениям тока, протекающего через Ri, а следовательно, и эмиттерного тока транзистора Гь В интегральных схемах на эту температурную зависимость дополнительно влияет положительный температурный коэффициент сопротивления Ri.

Температурную стабильность можно улучшить путем введения третьего транзистора, включенного диодом, как показано на рис. 4.36. Транзисторы Гг и Тг имеют одинаковые площади эмиттеров, но различные эмиттерные токи. Поскольку /33 меньше /32, - напряжение база-эмиттер Гз меньше соответствующего напряжения

на величину Л[/вэ =/т1п(/э2 эз).

Значение сопротивления R{ можно выбрать таким, что падение напряжения /331 будет равняться разности At/gs > определяемой соотношением токов /эг/эз- Вследствие этого температурный коэффициент At/ga будет компенсироваться положительным температурным коэффициентом сопротивления Ri.

К

Рис. 4.3. Модифицированные схемы Рис. 4.4. Составеой .транзистор

пар Дарлингтона

4.2. Составной транзистор

Широко распространенный способ преодоления недостатков, обусловленных принципиально малым коэффициентом усиления по току интегральных р-п-р транзисторов, заключается в использовании составных транзисторов, которые включают в себя так называемый дополняющий р-п-р и обычный п-р-п транзисторы и могут рассматриваться как один прибор (рис. 4.4). Коллектор транзистора непосредственно соединен с базой транзистора Гг. Общий коэффициент усиления по току р можно выразить через коэффициенты Pi и Рг отдельных транзисторов следующим образом:

V = P = (l + P2)Pi. (4.8)

Для простоты принимаем, что коэффициенты усиления по постоянному току равны коэффициентам усиления по переменному току для малого сигнала. Легко показать, что полная проводимость прямой передачи в режиме короткого замыкания {уц) и полная выходная проводимость в режиме холостого хода (гг) составного транзистора идентичны соответствующим параметрам транзистора, эмиттерный ток и коэффициент усиления которого соответственно равны /э и Р1(1-гРг). Из рис. 4.4 следует, что отношение результирующего эмиттерного тока /э к току эмиттера /31 транзистора Ti определяется выражением

4/41= [1 + (1 + Рг) + Pi) = (1 + Р)/(1 + Pi)- (4.9)

Составной и р-п-р транзисторы имеют одинаковый hn-

Л11 == г^ь' + и-г Ihi (1 +Pi) = r+UjIh (l+P) = бб+-з (1+P)- (4.10) Далее, проводимость прямой передачи У21 составного транзистора в (Ц-Рг) раз превышает соответствующую проводимость транзистора Гь Если не учитывать объемные сопротивления базы, получим

Наконец, выходная проводимость /ггг составного транзистора в (1--Рг) раз превышает проводимость, измеренную со стороны базы транзистора Гг. Поскольку выходная проводимость Ti равна [l-t-Pi/Cl + POlfXisi/t/T, где fii - коэффициент модуляции ширины базы транзистора Гь то результирующую выходную проводимость можно записать

~\}+>гГЩ l + (l+P.)Pi

1177- 2 J- . (4-12)

Результирующая граничная частота при включении по схеме ОЭ определяется аналогичными параметрами обоих транзисторов.

предельная частота fn и коэффициент усиления по току Pi р-п-р транзистора невелики. Транзистор типа п-р-п имеет высокую предельную частоту /т2 и большой коэффициент усиления по току р^. Поэтому значения граничных частот fpi и fpa обоих транзисторов одного порядка. Результирующий коэффициент усиления по току в зависимости от частоты снижается со скоростью 40 дБ/дек, а фазовый сдвиг стремится к 180°. Использование составного транзистора, включенного по схеме с общим коллектором, в усилителях с обратной связью может привести к возникновению паразитной генерации.

4.3. Дополняющий транзистор типа р-п-р

При рассмотрении технологии изготовления полупроводниковых ИС было отмечено, что типовой процесс изготовления п-р-п транзисторов непригоден для получения качественных р-п-р транзисторов. Из транзисторов этого типа, выполняемых без дополнительных технологических и контрольных операций, наибольшее распространение,получили дополняющие транзисторы. Однако по своим характеристикам они отличаются от изготавливаемых одновременно с ними п-р-п транзисторов. Это обстоятельство необходимо учитывать при составлении эквивалентной схемы транзисторов, а также при анализе и разработке схем, в которых они используются.

Дополняющий . р-п-р транзистор может быть представлен в виде двух параллельно включенных р-п-р транзисторов, как показано на рис. 4.5. При используемой обычно кольцевой геометрии.

-о

п

Рис. 4.5. Поперечное сечевие (а) и эквивалентная схема (б) дополняющего

р-п-р т.ранэист'ора

часть общего эмиттерного тока рекомбинирует в объеме базы и обусловливает наличие базового тока, а другая часть разделяется между коллектором дополняющего транзистора и подложкой, которую можно рассматривать как второй коллектор. Отношение тока, ответвляющегося в подложку, к току коллектора дополняющего транзистора зависит от выбранной структуры и геометрии.

Соответственно первый член правой части уравнения /э =/к+/б для п-р-п транзистора можно заменить суммой.

4 = /кд + /кп + /б- (4.13)

Коэффициенты усиления по току:

n=W4; Pa=W4 (4.14)

можно рассматривать как отношения составляющих тока, в некотором смысле не зависящих друг от друга.

Недостатком дополняющих р-п-р транзисторов, применявшихся в первых моделях операционных усилителей (например, fiA709), бЬшо низкое значение коэффициента усиления по току Рд, составляющее 0,5ч-2. Однако в последние годы отмечено значительное улучшение характеристик этих приборов. В отличие от своих предшественников современные транзисторы имеют коэффициенты усиления по току 100 и более. Столь значительное улучшение достигнуто посредством использования скрытых слоев, уменьшения размеров за счет применения совершенных методов маскирования и т. д.

В дополняющих транзисторах с большим коэффициентом усиления, которые в настоящее время получили широкое распространение, влияние шунтирующего транзистора, замыкающегося на .. подложку, практически отсутствует. Расчет параметров этих тран-1: зисторов в режиме малого сигнала при включении по схеме ОЭ V- можно осуществить с помощью обычной гибридной П-образной схемы (см. рис. 3.8), учитывающей незначительную разницу между общим эмиттерным током /д и эффективным током эмитте-ра /эд. Последний определяется следующим выражением:

4д = 4-/кп = /э(1- п)- (4.15)

Исходя из этого дополняющий р-п-р транзистор, включенный по схеме ОЭ, можно рассматривать как обычный транзистор с эмиттерным током /дд . Тогда уравнение для токов принимает вид: /эд =/кд +-б> коэффициенты усиления по току определя-! ются

Р = Рд = /кд/4, а=/кд/4д (4.16)

и может быть использовано известное соотношение р = а/(1-а).

Сравнивая основные параметры п-р-п транзисторов и работающих с ними в паре р-п-р транзисторов при одинаковых условиях смещения, можно обнаружить следующие различия. Для дополняющих р-п-р транзисторов: а) имеется тенденция к снижению

< предельной частоты /г до 3--30 МГц вследствие увеличенной ши-

рины базы и относительно большого времени жизни носителей; б) объемные сопротивления Гбб- и Гээ- больше, чем у п-р-п тран-зисторов, сопротивление Гкк- пренебрежимо мало; <в) в цепи на-грузки коллектора отсутствует емкость подложки С„, характерная

i для п-р-п транзисторов, емкость база-коллектор Са-к этих транзи-

сторов значительно больше, чем п-р-п транзисторов; г) коэффициент модуляции ширины базы [i несколько выше, чем в п-р-п транзисторах, хотя и одного порядка.

Вследствие повышенного влияния допустимого разброса размеров масок и связанных с этим трудностей изготовления коэффициенты усиления по току дополняющих р-п-р транзисторов имеют значительный технологический разброс. С целью компенсации указанного недостатка, а также повышения предельной частоты приборов, предназначенных для операционных усилителей, обычно применяется местная обратная связь. Она обеспечивается путем разбиения области коллектора на два сегмента, как показано на рис. 4.6а, и соединения меньшего из них с базой через цепь обратной связи. Полученный таким образом транзистор обычно называется дополняющим транзистором с регулируемым коэффициентом усиления*по току. С точки зрения применения предпочтение отдается такому транзистору перед исходным с большим коэффициентом усиления.

зкВ

о Э

Рис. 4.6. Типичная структура (а) и эививалентная схема (6) дополняющего транзистора с регулируемым иоэффичиентом усиления по току

Рассмотренная выше модификация может быть представлена эквивалентной схемой на рис. 4.66, где Т\ - транзистор, образованный малым сегментом, а Гг - транзистор, образованный большим сегментом области коллектора. При проведении анализа параметры каждого транзистора будут соответственно обозначаться индексами 1 и 2. Кроме того, предполагается, что оба транзистора имеют одинаковые и достаточно большие коэффициенты усиления по току р.

Общий эмиттерный ток /эд распределяется между двумя сегментами коллектора. Составляющие тока /gi и /32 находятся в таком же соотношении, <как и площади сегментов. Обозначим через b отношение площади сегмента, связанного с внешней цепью (обычно это больший сегмент), к площади сегмента, соединенного с базой. Тогда 11=1 эл /(1+) и /э2=эд 1{\-гЬ). Такое же отношение связывает объемные сопротивления областей базы и базовые токи: гт-\1гбб-ч=Ъ и Ilfvb.

Следовательно, падения напряжения на сопротивлениях баз транзисторов Т\ и Гг одинаковы. Выражая объемные сопротивления базы, базовые токи и диффузионные сопротивления эмиттеров

обоих транзисторов в терминах соответствующих параметров исходного дополняющего транзистора (гбб^ /б, э), получаем:

Характеристики схемы, приведенной на рис. 4.66, в области низких частот можно определить при помощи эквивалентных схем, показанных на рис. 4.7, из которых следует исключить объ-

Рис. 4.7. Полная (а) ,и упрощенная .(б) оиакочастотиая анвииалвнтаые схемы дополняющего iipaHaHCTOpa ic регулируемым коэффициентом усиления гао току

емкое сопротивление Гээ^, поскольку рассматривается режим малого сигнала. Кроме того, наличие обратной связи с коллектора на базу позволяет исключить элементы, учитывающие эффект модуляции ширины базы и выходную проводимость транзистора Ti. Тогда источник тока можно учесть при помощи сопротивления

= (1+ 6) [rgg, -f Ге (1 + р)]/Р (1 -f 6) Гз.

Результирующее сопротивление параллельно включенных сопротивлений R и [Гбб-(1 + Ь)+Гз(Н-Ь) + шунтирующих вход транзистора Гг, определяется выражением

i? = (1 + 6) [Гбб, -f Гз (1 -f р)]/(1 -f Р) (1 -f 6) /-3.

Используя эту упрощенную эквивалентную схему для определения параметров кп и hu, получим

V = (1 + Ь) [Гбб' -Ыэ (l-f Р)]/(1 + Ь + Р). (4.17)

6 р/(1 + 6 + р) = р/[1 + (1 + й)/р]. (4.18)

Если + то hzi - b, из чего следует, что коэффициент

усиления по току зависит только от отношения площадей сегментов коллекторе. Приняв отношение р/Ь достаточно большим и подставив Рос вместо Й21 и аос вместо Рос/(1+Рос) (индекс ос означает наличие обратной связи, обеспечивающей регулирование коэффициента усиления), гибридную П-образную эквивалентную схему в области низких частот можно представить в виде, показанном на рис. 4.8. При этом два других ft-параметра можно записать:

(4.19) (4.20)

Из выражен|[й (4.19) и (4.20) видно, что обратная связь приводит к уменьшению hi2 по мере роста коэффициента усиления по току, в то время как йгг остается практически постоянным.

Рис. 4.8. Результирующая низкочастотная эквивалентная схе1.ма дортолияюще-го транзистора с регулируемым коэффициентом усиления по току

Отношение диффузионной и переходной емкостей, соединенных с базой транзистора Ti, к соответствующим емкостям, соединенным с базой транзистора Гг, также равно Ь.

Поэтому частотная характеристика коэффициента усиления по току в режиме короткого замыкания дополняющего транзистора с обратной связью может быть получена путем подстановки выражения для транзистора без обратной связи Р=Ро : (l+s/2n/p) в выражение (4.18). Получающуюся в результате этого характеристику можно окончательно записать:

Poc = Poco:[l+(l+b)s/(l-f b-fp)2n/p]. (4.21)

Из (4.21) следует, что граничная частота транзистора с обратной связью

/p;;;=:[(i-fb-fP)/(i+6)]/p (4.22)

примерно во столько же раз больше граничной частоты транзистора без обратной связи f р , во сколько Рос меньше р. Предельная частота транзисторов с обратной связью /р^ ~осо\ равна /т транзисторов без- обратной связи.

Эквивалентная физическая схема дополняющего транзистора в области высоких частот (рис. 4.9) может быть получена путем др-

полнения его эквивалентной схемы без обратной связи, показанной на рис. 4.8, переходными емкостями Се-э и Се-к-

В случае включения его по схеме ОЭ сопротивление между базой и землей всегда невелико, независимо от внутреннего сопротивления источника сигнала. Следовательно, выходное сопротивление всегда очень близко к величине Гэ/аосМ-. Значение выходной емкости определяется практически емкостью база-коллектор Сбк/аос

1-6 Б -о-

<*-рс Б -СИЗ-о-

1-<*вс Ч'э

Т

ос .

осМ

к

<*ocfi

KЭ

Zff3ffoa

Рис. 4.9. Полная физ1Иче|Ская эквивалентва-я схема допюлняющепо транзнстора с ;рег|у|Ли.р|уемы1м иоэффицшенгом усиления то тюку

При включении по схеме ОБ потерей тока, определяемой величиной Оп, можно пренебречь. Дополняющий транзистор с регулируемым коэффициентом усиления можно рассматривать как обычный транзистор, коэффициент усиления по току и предельная частота которого соответственно равны аос и /т-

4.4. Дифференциальный усилитель

Симметричный дифференциальный усилитель на биполярных транзисторах является основным функциональным узлом линейных ИС. Его широкое применение обусловлено симметричной структурой и замечательными характеристиками в режиме постоянного тока. Одним из важнейших преимуществ полупроводниковой технологии является то, что согласованные транзисторы имеют чрезвычайно близкие параметры.

4.4.1. Характеристики прямой передачи

Соотношения между токами и напряжениями симметричного дифференциального усилителя можно получить при рассмотрении схемы, представленной на рис. 4.10.

Допустим, что активные элементы идеальны (Гбб' = 0, /-39- = О, .§кэ=0) и имеют идентичные параметры. Тогда эмиттерные токи будут равны

4i = 4нас [ехр (/вэ1 lUr)-\\hнасехр (f/E3i/fr). (4.23) /э2 = 4нас [ехр(:/бэ2нас хр {UWr).. (4.24)

Эти токи задаются источником тока /о, так что /э1+/э2=/о. Подставляя выражения (4.23) и (4.24) вместо /gi и /32. получим

4 нас ехр (Uai /fr ) + /э нас хр (и^э JT) = /0. которое может быть записано в следующем виде:

(4.25)

Э нас бХр -

1 + ехр

БЭ 2 БЭ 1

или откуда

/Э1 =

/ БЭ2

Энас ехр

f/ Г/ \

и г

l + exp[(t/j-3,-(/g3)/t/] /о

(4.26)

+=Р[(ЧбЭ1-БЭ2)/г1 2 \ 2U У -

Поскольку /вхГ=г7БЭ1 + С^Э и [/вх2=[/бЭ2+С/э. раЗНОСТИ С/бЭ1~

-[/бэ 2 и [/вх 1-С/вх 2 одинаковы.

1 -1-th 1 БЭ 2

2t/j.

J БЭ1 ~ БЭ2

7г

о

Рис. 4Л0. Симметричный .диффегрен-. циальный усишитель

0,8 0,6 0.¥ 0.Z

о

-S-f-3-Z-7 0 1 Z 3 S

Рис. 4Л1. Передаточ1ные характеристики [Дифференциаль-нопо усилителя

Известно, что /к; 1 = 0/31 и /к2=а/э2- Подставляя выражения (4.26) и (4.27) для /31 и /32 в приведенные соотношения, найдем, что коллекторные тои и входные напряжения дифференциального усиления связаны следующим образом:

Графическое изображение этих зависимостей дает характеристики прямой передачи (рис. 4.11). Здесь коллекторные тоКи и разность входных сигналов C/bxi-Ubx2 нормированы по отношению к /о и Ut соответственно.

Детально анализируя передаточные характеристики для идеального транзистора, можно сделать ряд интересных выводов.

а) Если Ubxi = Ubx2, ток источника питания делится между двумя транзисторами поровну. Другими словами, рабочие токи коллекторов равны /к i=/k 2=а/о/2. Следовательно, крутизна характеристики в рабочей точке, или проводимость прямой передачи, равна

б) В окрестности рабочей точки С/т=±26 мВ характеристику прямой передачи можно считать линейной. Этот вывод можно получить на основании анализа первой производной выражения (4.28) по переменной С/вх i-С/вх 2, которая описывается следующим соотношением:

Sr=--J.(l th- и,.г-и..2 \ (431)

d(t/Bxi-f/BX2) 4f/y V /

Зависимость проводимости прямой передачи от дифференциального входного напряжения показана на рис. 4.12, где первый параметр нормирован в единицах максимальной проводимости прямой передачи, а второй - в единицах Ut. Из рис. 4.12 следует, что в диапазоне изменения входного напряжения . на величин^ dzf/т относительно- рабочей точки Ubxi-С/вх 2=0 проводимость прямой передачи остается постоянной с точностью до 20%. Проводимость прямой передачи, измеренная в рабочей точке, является линейной фзнкцией тока /о, что позволяет использовать ток источника как средство для пропорционального изменения коэффициента усиления, не вызывающее нарушения линейности характеристики по основному входу. Кроме того, небольшие приращения коллекторных токов обусловлены изменениями дифференциального входного напряжения и рабочей проводимости прямой передачи:

К1 = --Ш,х--..д- . (4.32)

Это дает возможность применять дифференциальный усилитель в качестве усилителя с регулируемым коэффициентом усиления, умножителя, смесителя, модулятора и демодулятора.

в) Из рис. 4.11 видно, что при С/вх i-С/вх2>4С/г коллекторные токи практически перестают зависеть от входного напряжения и становятся равными нулю или а/о- Поэтому дифференциальный усилитель можно использовать в качестве ограничителя.

Наиболее существенные различия между идеальным и реальным транзисторами обусловлены объемными сопротивлениями Гвб. и Гээм которые могут быть представлены в виде последЬва-

3-136 65 . .