1/Ьшумом). Он обусловлен случайными флуктуащинми числа поверхностных фсиоадбинащий и может быть представлен источником тока со среднекваира-тическим значением

(2cri2g/Q,/Mf) ( =0,9-4-1,3), (3.36)

где Qf и п -константы, (зависящие соответственно от типа и технологии изготовления транзистора.

Как отмечалось, мощность вэбыточного щума возрастает с уменьшением частоты 1И теоретичевки должна стать бесконачно большой на нулевой частоте. На практике этого не происходит, но на очень низких частотах всегда на-юлюдаегся повышенное влияние избыточного шума. Однако на высоких частотах избыточный шум пренебрежимо мал по сравнению с белым. Частота, на

К

<

о

Рис. 3j14

Рис. ЗЛ5. Зависимость коэффициента узкополосного шума от частоты

которой мощности избыточного и белого шумов равны, называется нижней частотой белого шума и- обозначается /шн.

Эквивалентную схему шумящего транзистора можно использовать для определения коэффициента шума любой из рассмотренных ранее основных схем включения транзистора. Эту процедуру, сводящуюся к определению мощности шумов, вносимых транвисторюм и сопротивлением источника, можно значительно удростить, если ввести коэффициент шума, учитывающий только велый шум, F и коэффициент шума, учитывающий только избыгочный шум, I . ,Если эффе,ктивная полоса частот Д/ усилителя лежит выше нижней час- тоты белого шума /шн, то коэффициент избыточного шума F можно не учитывать. Наоборот, если эффективная полоса лежит ниже /шн, то достаточно горняять во внимание только F . Если, однако, нижняя частота белого шума находится в полосе Д/, то составной коэффициент шума необходимо вычислять щ соответствии с соотношением

f==l + (F-l)-l-.(f -l).

(3.37)

Рассмотренные разновидности шума являются широкополосными процессами и их нельзя оценить количественно, если не задать граничные частоты и f2- (Поэтому шумовые свойства часто оценивают при помощи узкополосно-то коэффициента шума, приведенного к ширине полосы пропускания 1 Гд, симметричной (относительно заданной частоты.

Частотная зарвнсимость ограниченного по полосе коэффициента шума по-заоляет глубже разобраться в шумовых свойствах усилителя. Как видно из (рис. ЗЛ5, узкополосный коэффициент шума является частотно-независимой величиной в полосе белого шума между частотами /шн и fms, где шв - верх-няя частота белого шума, Доада как на частотах ниже /шн и выше fms он 1воЗ|растает оо скоростью 3 и 6 дБ/окта(ва соответственно. Последнее обстоятельство, т. е. увеличение коэффициента щума ва частотах выше fms, вызвано уменьшением коэффициента усиления транзнстора по мощности при увеличении частоты.

Поверхностная рвком1бинация у интегральных и дискретных траизисторов, .изготовленнык по Планерной технологии, как правило, не существенна. Вслед-

\ сЕВие этого частота /шн 1обычно ниже I кГц. Верхняя частота белого шума \ состаюляет около f/\/Po- Таким образом, у высоиочастотных планарных I транзисторов Ш'И,рина спектра белого шума достигает иескольких десятков ме-

\ 11БОд выражения для коэффициента щума ийскретных традзисторов, Е-ключенньЕХ по схеме с общим эмиттером, может представлять интерес.

Используем эввив.алентную шумовую схему (см. рис. З.ЧЗ), исключив при этом генераторы шума, ювязаиные с объемными - сопротивлениями Г33, и кк получим

4kTG.Af + 4kTG,Af .

х(Г^шб+\К^Т^шя+\1+К\Ч^ш^0). (3.38)

где F -коэффициент белого Ш|ума, а

+ (бб- + Zr) [g6,3 + gg, + 3 to (Сб,з + Cg,)]

( бб + Zr) (Em - g&k - i Ck)

iHa средних частотах, вде f<fmB, выражение (З.ЗЙ) можно упростить:

f=il+rB/2r+66ffir+9/g (!Нт+Го+Гбб'ткТЦг, (3.40)

откуда исключен член, пропорциональный / jgg, так как этот ток прене- брежимо мал по С|равнению с током базы при условии, что данный транзистор-высококачественный планарный прибор, на который подано смещение. Аналитичеакая процедура минимизации F по Дт дает

Аналогичная миним'изация по змиттерному току практически невоЗ'МожЯа. Функция F имеет минимум по аргументу /д, так как 1 убывает, а Гэ В'ОЗ-растает при уменьшении эмиттерного тока, но коэффициент усиления по то- sy, который связывает 1 с Га, зависит otr эмиттерного' тока. Поэтому единственным практическим методом определения эмиттерного тока, при котором коэффициент шума минимален, является измерение.

Из выражения (б.Зв) частотная зависимость F на частотах выше fm Может быть представлена:

2kTRr

(l + PoJJ. (3.42)

Частотная зависимость коэффициента .белого шума дискретного транзистора, в'ключенН'Ого по схеме ОБ, такая же, как и у в'ключенвого по схеме . ОЭ, тогда как у трашз'истора, В'ключенного по схеме ОК, она имеет вид

(со)-1++ +

+ 2kTRr- (3-43>

Ha очень высоких частотах шумы, вносимые объемными сопротивлениями /еэ и Гкк', обычно нренебреЖ'Имо малы. На очень высоких частотах и особенно при большом Zr наличие Сбк, Скп и Гкк' прИБОдит к тому, что коэффициент щума увеличивается быстрее, чем М'Ожно О'Жидать .в соответствии с црибл'иженными выражениями (3.42) и (13.43). Поэтому высокочастотный

коэффициент шумй инте.г|ральвото транзистора болыше, чем ly дискретного, даже если приборы идентичны по остальным характеристикам.

Для схемы с ОЭ ко;эффищ'иент избыточвопо шума можно представить

F= 1

2kTGrQf

Gr у ln(/2 i)

(3.44)

где fi ,и /г - граничные частоты полосы пропускания. В результате аналити-ческой минимизации функции F по аргументу Gr получим

Gr opt = {gm + ё'б'э)1[1 + / бб {gm + ёГб'э)].

(3.45)

3,7. Полевые транзисторы

СущесТВуют два основных типа полевых транзисторов: с р-п переходом и с изолированным затВОром. В аналоговых схема.х предпочтение отдается Полевым -правзисторам с р-п переходом, поскольку они имекит лучшие статические характеристики, чем транзисторы с изолированным затвором.

На рис. 3.16 представлены типичные характеристики полевого транзистора с р-п переходом - зависимость тока стока от напряжения стока при напряжении затвор-исток fJgpj в качестве параметра.

Dfnacmb насыщения

Рис. S.I16. Характеристики ПТ с р-п переходом

1Цри использовании в усилительных схемах полевой транз.истор работает в режиме смещения в область отсечКИ и его арактеристика описывается выражением

/с /снач.(1-изи/изио )==. (3.46)

Если напряжение сток-исток U превышает напряжение отсечки t/отс,

измеренное при f/j =0, то ток стока становится почти независимым от напряжения f/j-,jj.

Из выражения (З.41б) найдем кр.ути:ан.у характеристики

Рис. 3.1-7. Физическая эквивалентная схем.а ПТ с р-п переходом'

\ Бели ввести обозначение -2/с нач/£/нач=§то, то (3.47) можно записать в\ виде

\ 8т = ёшоО- 1/зи/ЗИото) = ёшоУ IJIc а,. (3-48)

, На (рис- 3j17 прейста1влена физическая эививалевтная схема ПТ, где: gsH-шроводимость абратносмещеннюю перехода между затвором и истоком (у (кремниевых ПТ е p иерехоиом §эв лежит в пределах Ю^ - -10-2 См);

gae-проводимость О1братно1с1мещениопо перехода между затвором и сто-,ком, лежит в пределах 10--10- Ом;

-1крутиана геиераггора выхюдиого тока, отображающая влияние напряжения затвора;

gsbix-выходная проводимость, ото1бражающая зав1ИСИмость тока стока от

си>

Сая - емкость обедненного слоя о^ратноюмещенвого р-п перехода меж,ду

затвором и истоком; С с-ei

ас-емкость обратносмещеиного р-п перехода мвж|ду затвором и стоком. Для представления интегральных ПТ требуются два дополнительных па-paiMerpa: емкость стокчподложка и емкость исток-подложка.

И И

Рис. 3j18. Тер|Мичес;К1ая энвввалентиая схема ПТ с р-п переходом

Тем|пературные зависимости ПТ с р-п переходом можно описать при помощи термической ак1вив-а лент вой схемы, приведенной на рис. 3j18. При этом используются сле|дующие параметры;

изменение тока затвора при наменении температуры на ЛГ

-1).

(3.49)

где A/gy-ток ватвора, измеренный при опорной температуре Го, а Ь -температурный ксеффициент обратного тока, протекающего через кремниевый р-п переход; 6=i0,12-hi0,15 град~*. Из формулы (3.49) видно, что ток затвора является экапоненциальной фушкодей температуры, в отличие от тока базы би-иол.Я|рных транзисторов, который, будучи много больше обычного тока затво-Ра ПТ, изменяется линейно с изменением температуры;

изменение тока стока при изменении температуры иа ДТ:

Д/У = /ДГ

т -

1 и.

ЗИ отс

ЗИ ЗИ отс

d Т

(3.50)

где

dUJdTa (2 imB/° С) - температурные

7 =-п/Л( =11,б--2,5)

Коэффициенты подвижности носителей И напряжения отсеч1К'и. Вы,ражен'ие в скабках в формуле (8.50) является разностью и поэтому существует теоре-Ричеоки оптимальная рабочая тоЧ1ка

= ЗИагс + 2 /

(3.51)

ЗИ opt

Де ток стока не зависит от те.м1п.вратуры. К сожалению, про'И31шдстБевный Psejpioc параметров -интелральных транзисторов препятствует полному практическому иопользюваиию отмеченных выше способов температурной компенсации.

Шумящий ПТ можно описать при помощи эосвивллентной шумовой схемы. На .рис. 3.19 генератор со срелнеквадратическим напряжением

7Л11б=4йГД § (3.52)

отражает составляющую, вносимую в р.езультирующий шум сопротивлением канала, а генератор со среанеивадратичеоюим нацряжением

i; =4ferAffmH/(gmf) (3.53)

соответствует шуму, обусловленному генерацией и рекомбинацией носителей зарадов в обедненных слоях. Как следствие, он значителен на низкИХ часто-

o-0-0-j jj--

С

-о

Рис. 3.19. Зививалент-ная пьумовал схема ПТ с р-п переходом

тах, юсобенН'О на частотах, меньших нижней частоты белого шума fu тий генератор со среднеквадратическим током

Тре-(3.54)

отображает др-обовый шум, пропорциональный току затвора 1.

Используя эквивалентную схему рис. 3.19, коэффициент шума ПТ с р-п переходом можнО' выразить

f=l+

(3.55)

2kT gmRr Аыадитияеская Минимизация функции F по аргументу Rr дает

Rv opt=V2UT/{gmI 3 ) (1 -f/шн/Л. (3.56)

1Вследств.ие малой велиияы тока /д сопротивление источника, соответствующее минимальному коэффициенту шу.ма, много больше, чем в случае би-полйрных транзисторов. Зависимость узкополосного коэффициента шума от частоты аналогична соответствующей зав'иоимости для биполярных транз1исто-ров (см. рис. 3.15).

ГЛАВА 4

ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ

С точки зрения конструкции и технологии изготовления различия между аналоговыми интегральными схемами и схемами на дискретных компонентах обусловлены следующими факторами.

1. Ограничения, связинные с технологией изготовления. Пла-нарная технология изготовления полупроводниковых интегральных схем преимущественно ориентирована на получение п-р-п структур. Другими словами, она нацелена на создание схем, в которых п-р-п транзисторы имеют оптимальные параметры. При

Ьтом характеристики других элементов являются производными \ значения их параметров в значительной степени предопределены и ограничены. С целью получения требуемых характеристик тйких наиболее важных элементов, как транзисторы со сверхбольшим коэффициентом усиления или полевые транзисторы, в обычный технологический процесс изготовления п-р-п структур иногда вводят дополнительные стадии. Однако основной метод преодоления ограничений, обусловленных технологией изготовления, заключается в приспособлении схемно-конструктивных решений к требованиям технологии, а не в разработке специальной технологии для данной схемы.

Стоимость ИС в массовом производстве возрастает с увеличением необходимой площади кристалла. Этот фактор, а также значение емкости между элементом и подложкой накладывают ограничения на максимальные сопротивления резисторов. Для транзисторов, напротив, не требуется большой площади и они могут широко применяться в ИС. Поэтому высокоомные сопротивления обычно реализуются в виде большого динамического внутреннего сопротивления активных источников тока на транзисторах, а в усилительных каскадах часто используются сложные элементы, такие как пары Дарлингтона, составные транзисторы и управляемые источники тока.

Другое ограничение заключается в том, что невозможно .реализовать большие емкости даже посредством увеличения их площади на кристалле. По этой причине недопустимо применение межкаскадных конденсаторов. В связи с этим схемы, предназначенные для работы с сигналами переменного тока, проектируются с учетом жестких требований, предъявляемых к схемам, предназначенным для работы с сигналами постоянного тока.

Резисторы с допустимым разбросом сопротивлений менее ±(5-10)% не могут быть получены без снижения выхода годных. Однако значения отношений сопротивлений с точностью, на порядок превышающей эти значения, можно достичь без дополнительного усложнения процессов маскирования или диффузии. Поэтому разработчики стремятся к тому, чтобы качественные характеристики интегральных схем определялись не абсолютными значениями сопротивлений, а главным образом их отношениями.

2. Возможности, определяемые технологией изготовления. Интегральная технология открывает пути для создания схемных элементов, позволяющих получить качественно новые свойства. Среди них можно назвать многоэлектродные транзисторы (которые не могут быть реализованы на дискретных компонентах), согласованные транзисторы и т. п. i

В отличие от разработчиков, использующих дискретные компоненты, разработчики интегральных схем не имеют возможности произвольно выбирать схемные элементы, оптимальные с точки зрения выполнения конкретной функции. Напротив, они могут в допустимых пределах изменять технологические режимы для достижения желаемых результатов.

3. Идентичность тепловых режимов элементов. Возможность изготовления схемных элементов с идентичными характеристиками и весьма близкими тепловыми режимами открывает пути для создания устройств с характеристиками, которые нельзя реализовать на дискретных компонентах. Например, напряжения база-эмиттер пары транзисторов дифференциального каскада интегрального усилителя можно сделать идентичными в пределах до 0,1%. Кроме того, высокая идентичность тепловых режимов элементов позволяет снизить температурный коэффициент разности остаточных напряжений до нескольких микровольт на градус.

4. Ограниченная мощность рассеяния. Кристалл интегральной схемы имеет практически те же размеры, что и кристалл транзистора средней мощности. Следовательно, общая допустимая мощность рассеяния ИС примерно равна допустимой мощности рассеяния одного Транзистора средней мощности. Поэтому перед разработчиками интегральных схем ставится задача экономии мощности, рассеиваемой каждым элементом (транзистором, резистором). Для снижения этой мощности необходимо использовать транзисторы с малыми токами покоя и крутизной. Однако такие транзисторы способны обеспечить требуемый коэффициент усиления только при работе на большое сопротивление нагрузки, которое может быть реализовано только в виде активного источника тока. Малые токи покоя и большие сопротивления нагрузки накладывают жесткие ограничения на верхнюю границу полосы пропускания.

5. Термостабильность. В полупроводниковых интегральных схемах независимо от их функционального назначения всегда имеется связь по постоянному току. Необходимость обеспечения стабильности параметров в широком диапазоне температур оказывает существенное влияние на характер проектирования схем, особенно тех, которые предназначены для использования в качестве усилителей постоянного тока. Вследствие того, что стоимость ИС практически не зависит от их внутренней структуры, на практике широко применяются различные термостабилизирующие цепи для улучшения температурной стабильности ИС в целом.

6. Защита схемы. Так как транзисторы ИС занимают весьма малую площадь, они очень чувствительны к перегрузкам по току. Неправильное включение или случайное короткое замыкание могут привести к неустранимому повреждению. Поэтому весьма важно, чтобы схемы выдерживали воздействия, которым они могут подвергнуться в условиях эксплуатации (например, короткое замыкание, замыкание на землю, подключение напряжения питания и т. п.). Для этих целей в схемах используются вспомогательные защитные цепи и весьма тщательно выбираются точки, которые должны соединяться с внешними выводами.

7. Большие затраты на разработку. Массовое производство интегральных схем обусловливает весьма малые затраты на разработку, приходящиеся на одно изделие. Однако ошибка в проектировании может привести к большим суммарным потерям.

Для предотвращения этого нежелательного явления к разработке каждой модели интегральных схем привлекается значительное число специалистов и применяются самые современные методы расчета, в том числе методы машинного проектирования.

В результате интенсивных исследований, направленных на выявление принципиальных различий между интегральными и дискретными схемами, был разработан набор широко используемых аналоговых функциональных узлов, а также созданы тщательно отработанные методы объединения этих узлов в полупроводниковые линейные интегральные схемы с необходимыми характеристиками. Знание этих функциональных узлов совершенно необходимо для понимания принципа действия различных схем, сравнения их характеристик, расчета параметров, существенных с точки зрения конкретного применения. Кроме того, знание внутренней структуры и характеристик конкретной ИС позволяет разработчику дополнять схему внешними дискретными элементами таким образом, чтобы добиться оптимального решения поставленной задачи.

В последующих параграфах приводится детальное описание номенклатуры, характеристик и предельных возможностей наиболее распространенных функциональных узлов полупроводниковых ИС.

4.1. Усилитель Дарлингтона

Во входных и промежуточных каскадах интегральных усилителей высокие вхо.цные сопротивления и большие коэффициенты усиления часто достигаются за счет включения двух п-р-п транзисторов по схеме Дарлингтона. Как показано на рис. 4.1, эти [ \ Эг п /< Цл транзисторы имеют общую об- (Tflft

ласть коллектора.

При анализе схемы пару Дарлингтона можно рассматривать как один прибор (рис. 4.2а). С

целью упрощения расчета пара- Рис. 4,1. Поперечное сечение па-метров эквивалентного транзисто- 1ры Дарлингтона

ра допустим, что коэффициенты усиления по постоянному току равны коэффициентам усиления по переменному току для малого сигнала. Таким образом, если обозначить через /э ток покоя эмиттера эквивалентного транзистора, получим:

/э1 = /э/(1+Р,), /э2 = /э, (4.1)

где и -токи покоя эмиттеров транзисторов Т\ и Гг соответственно. Результирующий коэффициент усиления по току в режиме короткого замыкания приблизительно равен произведению коэффициентов усиления отдельных транзисторов:

,i = p = pi-f(l+pi)p2~Pip2- (4.2)

Результирующее входное сопротивление в режиме короткого замыкания

Ли = -бб1 + (г э1) (1 + Pi) + (1 + Pi) [бб2 + {итПэг)(1 +Р2)]

бб1 + (1 + Pi) бб2 + (2f/r/4) (1 + Р) (2f/r э) (1 + Р) = 2гз (1 + Р)

(4.3)

примерно равно удвоенному входному сопротивлению транзистора с входным током /э и коэффициентом усиления по току р. Таким образом, проводимость прямой передачи эквивалентного транзистора

y-zi-Klh Р4/КР+ l)-2f/T] =а/2гэ (4.4)

составляет только половину полной проводимости прямой передачи в режиме короткого замыкания транзистора при токе эмиттера /э-

о

Zffsr

г/бЬг

Рис. 4.2. Прияципиальна'я (а) и эививалентная (б) схемы тары Дарлинптона

Коэффициент обратной переДачи напряжения в режиме холостого хода h\2 и полная выходная, проводимость в режиме холостого хода могут быть определены из приближенных выражений

12 2jAi-ffA2. (4.5)

h4{ + lr. (4.6)

Характеристики в области высоких частот можно определить на основании эквивалентной схемы, представленной на рис. 4.26. В простейшем случае, когда можно пренебречь влиянием гт- и

принять /pii=f р2. полные сопротивления Zesi и 2бэ2 образуют частотно-независимый делитель и, следовательно, граничная частота эквивалентного транзистора равна соответствующим частотам отдельных транзисторов. Для высокочастотных транзисторов, работающих в режиме малых токов, основная часть емкости Сб.э обусловлена емкостью перехода база-эмиттер, которая, в свою очередь, не зависит от эмиттерного тока. Эмиттерный ток транзистора Ti обычно очень мал, в (I + P2) раз меньше эмиттерного тока транзистора Гг. Поскольку частота /pi транзистора Ti также значительно меньше частот! /рг транзистора Гг, граничная частота эквивалентного транзистора определяется главным образом величиной /рь

Входная емкость пары Дарлингтона, построенной по схеме ОЭ, состоит из двух компонентов. Одним из них является емкость база-эмиттер Се-эь уменьшенная из-за .наличия отрицательной обратной связи, а вторым - емкость база-коллектор Сб.кь увеличенная под действием эффекта Миллера. Для случаев, когда /<С/р2, результирующая входная емкость определяется выражением

QWU+1-э +(1 + М + Сбк1 (1 Вследствие того, что (1 -- Рг) = 1,

С^С^п/2 + Сб1(1-А,). (4.7)

Часто большое полное входное сопротивление, обеспечиваемое использованием пары Дарлингтона, требуется в устройствах, работающих от источников сигнала с .большим внутренним сопротивлением. Поэтому при высоком коэффициенте усиления частотный диапазон определяется, главным образом, емкостью Сб.кь

Пара Дарлингтона, обла.дающая рядом преимуществ по сравнению с одиночным транзистором, имеет и принципиальные недостатки: а) результирующий коэффициент усиления по току определяется произведением Pi и Рг, значение которого изменяется больше, чем коэффициент усиления одного транзистора; б) два перехода база-эмиттер включены последовательно и ток эмиттера Ti зависит от коэффициента усиления по току Гг, поэтому результирующее напряжение база-эмиттер и его температурная зависимость подвержены значительным изменениям; в) коэффициент шума пары Дарлингтона превышает коэффициент шума одного транзистора даже при оптимальном сопротивлении источника сигнала. Математически это описывается выражением F=Fi+ {F2- -l)Mpi, где Fi и F2 - коэффициенты шума каждого транзистора.

При постоянном отношении эмиттерных токов выходное сопротивление первого каскада превышает оптимальное значение, при котором обеспечивается минимальный коэффициент шума. Поэтому значение коэффициента шума F2 сравнительно большое. С другой стороны, коэффициент усиления по мощности Api транзистора Ti не превышает р/2. Вследствие этого второй член в правой части приведенного выражения довольно велик.