Если в качестве перемножителя в устройстве деления- используется только базовая цепь, например ИС типа 1595L, то необходимы два дополнительных усилителя. Однако функции этих усилителей может выполнять один ОУ. Такая упрощенная, схема показана на рис. 9.3, где UiR2/{R1+R2) +UzRi/{Ri+R2) ViRiKRz+Ri). При Ri=Rz и 7?2 = ?4 имеем Uz~-R2{Ui~ -V)IR,-RKUxUyIRu откуда Ux-RiUz/KR2Vy.

Если напряжение Uz положительно и изменяется в узком диапазоне, коэффициент К можно регулировать при помощи тока /5-В результате получается упрощенная схема умножение-деление, приведенная на рис. 9.4. Используя выражение (8.45), выходное напряжение этой схемы можно представить

9.2. Устройство возведения в квадрат

В случае соединения обоих входов перемножителя, как показано на рис. 9.5, Ux=Uy и, следовательно, перемножитель реализует функцию возведения в квадрат: Uz = KUx. Суммарная погрешность при этом характеризуется линией поверхности погрешностей, соответствующей одной диагонали. Процедура настройки,

обеспечивающей минимум, погрешности вдоль этой диагонали, заключается в сле-, HVjf дующем.

1. Настроить перемиожитель, как рекомендовалось выше. Соединить оба входа и Рис. 9.5. Схема возведг- подать на НИХ тестовый сигнал U - яия iB вадрат =Ux\ sinra С частотой 1 кГц. Присоединить к выходу резонансный вольтметр и настроить его на тестовую частоту. Регулируя входное напряжение смещения Uxcm, установить минимальное, напряжение на выходе,

2. Заземлить оба выхода и, регулируя выходное напряжение смещения Uz см, установить Uz = 0.

3. Вновь приложить вышеупомянутый тестовой сигнал, подключить к выходу перемножителя амплитудный вольтметр (см. подраздел 6.12.5) и, изменяя значение. К, установить амллитуду напряжения t/z = /C(t/jci/2) (I-cos2ra/) равной Uzi-

4- При необходимости повторить вышеприведенные операции. Поскольку ([/со8ю^)2= ([/2/2) (l-fcos2oL)0. схема возведения в квадрат может быть использована для удвоения частоты. Если приняты меры, обеспечивающие минимальное просачивание сигнала, выходной сигнал переменного тока содержит только одну гармонику с частотой 2ю. Другими словами, при помощи такого устройства можно получить вторую гармонику без использования фильтров.

9.3. Устройство извлечения корня

В случае включения устройства для возведения в квадрат в цепь обратной связи инвертирующего усилителя получается устройство извлечения квадратного корня, схема которого показана на рис. 9.6. Напряжение, подводимое к инвертирующему входу, f/Bx.H = i/(7?i+J?2) +KmxR2/{Ri+R2) =-Ux/Au, откуда

f/x =

UzAu Rl

При. f/z,<0 и Ux(Ri + RiVUzAuRi<$:l, имеем

UxVRA-UzVKR.

(9..5)

(9.6)

В этом выражении напряжение Uz не может быть положительным. Если только Uz изменит полярность, устройство перейдет в режим самоподдерживающегося насыщения и может быть выведено из него путем разрыва цепи обратной связи. Именно поэтому последовательно с выходом усилителя в схеме на рис. 9.6 включен диод. Поскольку этот диод охвачен цепью обратной связи, погрешность, обусловленная падением напряжения на нем, пренебрежимо мала.

В устройствах извлечения квадратного корня с использованием инвертирующих перемножителей напряжение Uz не может быть отрицательным и выходное напряжение Ux~- V RiUzlKRi.

Для настройки устройства извлечения квадратного корня можно рекомендовать следующую процедуру.

1. Закоротить вход Z и при помощи потенциометра настройки выходного напряжения смещения Uz см установить выходное напряжение равное нулю. (Поскольку коэффициент усиления велик, достаточно установить выходное напряжение в пределах нескольких сотен милливольт).

.2. Подать на вход Z напряжение t/z=-0,09t/zi и, изменяя напряжение смещения по входу t/усм, установить Ux = 0,Wxi- .

3. Подать на вход Z напряжение -Uz\ и подстроить /С таким образом, чтобы Ux=Uxi-

4. В случае необходимости повторить пп. 1-3.

Ряс. 9.6. Схема извлечения корня

квадратного

9.4. Широкополосный усилитель с линейной регулировкой коэффициента усиления

Если на один из входов перемножителя подать постоянное напряжение, а на другой - переменное, то можно осуществить линейное регулирование амплитуды переменного сигнала путем изменения постоянного напряжения. При этом на регулировку коэффициента усиления не влияют режим управления, величина сопротивлений на входе и выходе устройства регулирования.

С целью получения минимальных искажений и широкого диапазона регулирования целесообразно подводить переменное напряжение к каналу X, который является более линейным, чем канал У. Диапазон регулирования ограничивается уровнем сквозного сигнала, просачивающегося на выход при нулевом управляющем напряжени!?. Это ограничение можно минимизировать путем регулирования напряжения Смещения С/см, но вследствие .искривления поверхности погрешностей имеются значительные искажения.

1,5/!

71 72

/ ВСУ58

710 74-95L

Т

3k 7

т

X 1

<

7,5/i

73Н

-15Б

-Р-ис. 9.7. ШироиопоЛ'ОСБьгй укжлятель с линейной регулировкой коэффии,явН1та

усияе)ния

Основным звеном, ограничивающим полосу пропускания, является разностный усилитель. Если регулируемый сигнал не содер; жит постоянной составляющей, то этот усилитель можно исключить. Такая схема показана на рис. 9.7. Здесь коллекторные напряжения

Rk /р 2-

Uxo Uyo/

в случае использования емкостной связи на обоих коллекторах напряжения одинаковы

и

и

(9.7)

Полоса пропускания таких усилителей зависит от емкостей конденсаторов, подключенных к 7?к и Rx- Посредством выбора достаточно малых сопротивлений резисторов можно получить широкополосные усилители с линейным регулированием коэффициента усиления. При параметрах элементов, приведенных на рис. 9.7, полоса пропускания может превысить 10 МГц, а динамический диапазон .регулирования коэффициента усиления расширяется от О до 40 дБ. На высоких частотах диапазон регулирования сужается вследствие возрастания уровня сквозного сигнала.

Усилители с регулируемым коэффициентом усиления пригодны для электронной перестройки активных 7?С-фильтров. Например, в ФНЧ, показанном на рис. 9.8, положение полюса передаточной функции Л(5)=-/?2[/?i(l+s7?2C2 Ct/y]~ можно линейно регулировать путем изменения напряжения Uy

.PiHic. 9.b. Электронная перестройка фильтра ижник частют

9.5. Генераторы напряжений специальной формы

Интегральные аналоговые перемножители можно использовать для регулирования амплитуды и частоты 7?С-генераторов и генераторов напряжения специальной формы.

На рис. 9.9 показан двухфазный iRC-генератор, в котором частота генерируемых колебаний регулируется при помоши постоянного напряжения, подаваемого на входы У перемножителей Ki и Кг, а стабилизация амплитуды осушествляется при помощи цепи, содержащей перемножитель /Сз. Для повышения быстродействия схемы регулирования выходное напряжение возводится в квадрат и детектируется в соответствии с выражением /7 =(Casino/)-h + (J7cosK)/)2. Здесь практически отсутствуют факторы, ограничивающие возможность использования схемы на низких частотах. Поэтому ее положительным свойством является то, что она может-применяться в генераторах инфранизких частот.

. 399

Vsinwt

С/ccs cot

f (ймппитдда)

Vvx,. 9.9. Электронное регдмированяе gacTOTbf и егабялизация амплитуды Двухфазного /?С-тн;ератора

Час/по/па

г

= /быхг

Рис. 9.110. Электрониа.я регулировка (генератора .треугольного яашряжения

л

и

2 76R

1.51R

> ивых

-К

С

г

Рис. 9Л1. Преоб|р'азователь треупольного Рис. 9..12. Двух!полу(периояный иашряжения в сда.усоидальное выпрямитель

На рис. 9.10 локазан генератор треугольных и прямоугольных импульсов, частота следования которых регулируется при помощи постоянного^ напряжения, подаваемого на вход У перемножителя Ki. ПрисоедйЕ^ение к генератору дополнительного преобразователя формы EwnyjtkcOB позволяет получать синусоидальное выходное напряжение. Например, приведенный на рис. 9.11 преобразователь позволяет получ1Ц|ь два первых члена известного разложения синусоиды: C/sina)/,f7(K)f-(ю0/6+-) Искаения, обусловленные отбрасыванием членрв разложения с номерами больше второго, составляют 2,18%- Э ти искажения существенно уменьшатся, если влияние отбрасываемых высших членов разложения скомпенсировать путем изменения коэффициента при втором члене. Можно показать, что минимум 1скажений, составлятощий ft = 0,39%, имеет место при

U,=U{at-{<tr/6,8l). (9.8)

Эта функция реализуется при значениях параметров, указанных на рис. 9.11.

J- -9.6. Выпрямители

На рис. 9.12 показана схема широкополосного двухполупериод-ного выпрямителя на основе интегрального аналогового перемножителя. Выходной сигнал по абсолютному значению равен входному сигналу. Эффект выпрямления достигается благодаря тому, что коэффициент передачи по каналу X изменяется в соответствии с полярностью напряжения Ux- Полярность входного сигнала определяется при помощи компаратора, который управляет коэффициентом передачи канала.

Точность схемы зависит от следующих факторов, смещения напряжения на выходе и сквозных сигналов, просачивающихся на выход перемножителя {Uz оо, Unpx, Unpr), стабильности выходного напряжения компаратора, частотной характеристики (фазовой векторной погрешности) перемножителя. Влияние последнего фактора' можно уменьшить посредством использования переключающего перемножителя, например типа MC1596G.

PiHiC. 9.13. Выпрямитель действующего значеиия 401

На рис. 9.13 показан выпрямитель действующего значения напряжения, содержащий устройства возведения в квадрат и извлечения квадратного корня. В нем используется соотношение:

эфф= у Yl it) dt. / (9.9)

Схему выпрямителя можно упростить путем заМены интегратора конденсатором, включенным между входами разностного усилителя.

Если к точности предъявляются не очень жесткие требования, можно воспользоваться простой схемой, показанной на рис. 9.14. В ней

\U.At)dt;

- \l

Rx Ry 0

Следовательно,

вых->

RxRy 0 или в случае, когда -2RKRzA=RxRy,

Рис. 9.14. Упрощенный выпрямитель иейютвующего знаненяя

Поскольку при малых значениях тока 1 линейность ухудшается, диапазон изменения входного напряжения ограничен.

Показанная на рис. 9.15 схема представляет собой фазовый детектор, выходное напряжение которого определяется выражением f/вых=/Cf/i и 2 [cos ф-cos (2tof -Ь ф) ] /2.

Постоянная составляющая равна

и^ = К UiUcos(e/2. (9.10)

Если в этой б^хеме применяется переключающий перемножитель (например МС 1596G) и в режиме переключения работает канал Y, тогда f/2>2t/n и

У вых = (2М) (27?к Ui cos 4>/Rx).

(9.11)

В том случае, когда оба канала работают в режиме переключения, Rx=0, f/i>2£/T, f/2>2i/T и

/вых = (2М)7о^?к(ф- /2)-

(9.12)

Рис. 9..15. Фазовый детектор

l-icosuit < ucesfcotta-

9.7, Модуляторы

Если входными сигналами перемножителя являются сигнал несущей UycGSmd и модулирующий сигнал С/мСОЗЮм, то выходной сигнал имеет форму:

вых = Кии^ cos cos Ми 0,5 /С VV [cos (м^ -Н ю„) / -Н

-f cos(co -cojf]. (9.13)

Теоретически выходной сигнал содержат только две боковых частоты, а составляющие несущей и модулирующей частот в нем отсутствуют. Другими словами, схема работает как .балансный модулятор.

Если модулирующий сигнал имеет вид i/м (И-m cos мО. то выходной сигнал представляется в виде суммы составляющих:

i/вых =-/ i-H [cos Мн -f 0,5 га cos (Ми-f юJ -f

--0,5racos(cUH-cojj.

Другими словами, схема работает как линейный амплитудный модулятор.

Подключение к выходу такого модулятора полосового фильтра позволяет получить амплитудный модулятор с одной боковой частотой, показанный на рис. 9.16а.

На рис. 9.166 приведена схема демодулятора амплитудно-моду-лированного сигнала с одной боковой частотой. В качестве синхронного детектора здесь используется аналоговый перемножитель. Выходной сигнал перемножителя UBb%x=0,bKU Utt\cosawt+ + cos(2cuH-Юм)]. Модулирующий сигнал может быть восстановлен при помощи ФНЧ.

Для использования в качестве модуляторов-демодуляторов обычно целесообразно применять переключающие перемножители. Это обусловлено двумя причинами. Во-первых, их несущая расположена в области высоких частот, и, во-вторых, обеспечивается независимость модулированного сигнала от амплитуды несущей.

к

1/ц c<№ajto

Риё. 9.16. Амплитудные модулятор с одной .боковой частотой (а) и демодулятор (б)

Одно ИЗ важных применений балансных модуляторов - в смесителях; Поскольку при их использовании сигнал несущей не проходит на выход, то к фильтрации предъявляются значительно менее жесткие требования.

список ЛИТЕРАТУРЫ

Книги

jilley. Ch. L.- AiKOod, К. W.: Semiconductor Devices and Circuits. John Wiley & Sons,. >\е\ч- York .1971.

Ambldiy. A.: Analog integralt aramkorok (Analog Integrated Circuits). Tankonyvkiadf Budapest 1972,

Calahan, D, A.: Modern Network Synthesis.-Hayden Book Сотр. Inc., New York 1964,

Camcntind, H. R.: Circuit Design for Integrated Electronics. Addison-Wesley, Reading, Massachusetts 1968.

Cherry, E, M.-Hooper. D. E.: Amplifying Devices and Low-Pass Amplifier Design. John Wiley & Sons, New York 1968.

Cbirlian, P. M.: Integrated and Active Network Analysis and Synthesis. Prentice-Half, Englewood Cliffs, New Jersey 1967.

Christian, E.-Eisemanrt, E.: Filter Design Tables and Graphs. Jojin Wile> & Sons, Inc.. Ne* York 1966.

Daryanani, C: Principles of Active Network Synthesis and Design. John Wiley & Sons, Inc., New York 1976.

Deboog G, J.-Burrous, C. jV.;.Integrated Circuits and Semiconductor Devices. McGraw-Hill Book Company, New York. 1971.

Eimbinder,-/. (ed.): Linear Integrated Circuits. John Wiley & Sons, New York 1968.

Eimbinder, J.(ed.): Designing with Linear Integrated Circuits. John Wilev &Sons, New York 1969.

Eimbinder, J. (ed.): Application Considerations for Linear Integrated Circuits. John Wiley & Sons, New York 1970.

Fitcbeit,F. Ci Electronic Integrated Circuits and Systems. Van Nostrand; New York 1970.

Giher, K.: Linearis haI6zatok (Linear Networks). Miiszaki Konyvkiado, Budapest 1968..

Gliaiisi, M, S,: Principles and Design of Linear Active- Circuits. McGraw-Hill Book Company, New York 1965.

Ciacoletio, L. Differential Amplifiers. John Wiley &Sons, New York 1970.

Giles, J. N. (ed.): Fairchild Linear Integrated Circuits Handbook. Fairchild, Mountaia View, California 1967.

Grove, A, S.: Physics and Technology of Semiconductor Devices. John Wiley & Sons, New York 1967.

Hdzman, I.: Analog integralt aramkorok kapcsolastechnikaja (Analog Integrated Networks), Tankonyvkiad6, Budapest 1972.

Негру, М.г Analoge Integrierte.Schaltungen. Franzis Yerlag, MOnchen 1976.

Holonyak, Л';Integrated Electronic Systems. Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jerse:f 1970.

Huelsman. L, P.: Theory and Design of Active RC Circuits. McGraw-Hill Book Company, New York 1968.

Huelsman, L. P. (ed.): Active Filters: Lumped. Distributed, Integrated, Digital and Parametric. McGraw-Hill Book Company, New York 1970.

Huelsman,L. P. (ed.): Active RC Filters: Theory and Application. Dowden, Hutchingsoit and Ross, Inc.. Stroudsburg 1976.

Hunter, L. P.: Handbook of Semiconductor Electronics. McGraw-Hill Book Company, New York 1970.

Korn, G. A.-Korn, T. M.: Electronic Analog and Hybrid Computers. McGraw-Hilt Book Company, New York 1964.

Lin, H, C: Integrated Electronics. Holden-Day, San Francisco 1967.

Meyer, Ch. S.-Lynn, D. K.-Hamilton, D. J.: Analysis and Design of Integrated Circuits. McGraw-Hill Book Company, New York 1968.

Millnian, J.-Halkias, Ch. C; Integrated Electronics; Analog and Digital Circuits and