При закрытом диоде (/вых=0. Если коэффициент усиления не-нагруженного усилителя достаточно велик, то очень небольшого положительного напряжения на входе достаточно для того, чтобы t/вых достигло порогового напряжения диода. Другими словами, приведенная на рис. 6.58а схема имеет очень низкое пороговое напряжение (рис. 6.586).

- иВыХ wax

Р1И1С. 16.S8. Н.еи1нвфтирующ й .од 1о.пол.у|пер.ио1Дный выцртитель: а-{принципиашьная схема; б - передаточная характеристика

Используя обозначения, .приведенные на рис. 6.58, напряжения (/вых и (/вых можно записать в следуюшем .виде:

[/вых = (?1 + /?2)(/вь:х-г/д)/(/?1 + /?2 + г),.. (6.175)

[/вых= Ли [(/вх-/?1 UbbJ{Ri + R2)1

При (/вх>0,

R1 + R2 / R1+R2 Ur

вмх -

(?1 + ед(1 + 1/цР) + -/Л

где p=i?i/(/?i-bi?2).

Если ЛиР:$>1, напряжение (/вых можно приближенно записать

R1 + R2 / R1 + R2

1и Р V R. А,

С/в

-(/в

(6.177)

Ri + R2 + r/Aufi \ Ri

Сравнивая это выражение с выражением (6.161), можно ви--деть, что неинвертируюший выпрямитель имеет коэффициент усиления {Ri-i-R2)IRi и эквивалентен простому выпрямителю, пороговое напряжение и последовательное сопротивление которого меньше в число раз, равное коэффициенту усиления петли.

Б случае использования в качестве выпрямителя среднего значения синусоидального напряжения схема на основе неинвертирующего усилителя обеспечивает выходное напряжение

1 + 2 R1 + R2 I

Rt я Ri + R2 + r/(AuP)\ 266

и

д

(6.178)

и относительную погрешность

зт[/д/2Л„[)вх. (6.179)

На низких частотах коэффициент усиления обычно

очень велик. Следовательно, значение этой статической погрешности практически всегда пренебрежимо мало и точность зависит только от суммарного напряжения смещения и суммарного напряжения дрейфа, определяемых выражениями (5.28) и (5.29).

Причины того, что неинвертирующий однополупериодный выпрямитель не находит широкого применения на высоких частотах, заключаются в следующем. При прямосмещенном диоде выпрямитель действует как усилитель с обратной связью с коэффициентом усиления Au,Q = (Ri+R2)/Ri- Однако обратная связь требует введения частотной коррекции, которая, в свою очередь, ограничивает скорость нарастания С/вых до 5. Как указывалось выше, небольшого отрицательного напряжения на входе достаточно для выхода усилителя в область отрицательного насыщения. Измене- ние входного напряжения с отрицательного на положительное не даст мгновенного эффекта. Вследствие ограниченной скорости нарастания С/вых требуется время для выхода усилителя из области отрицательного насыщения, а также для того, чтобы диод начал проводить (рис. 6.59) через интервал 1=([/д-[/~выхmax)/5. Это вызовет потерю вольт-секундной площади

I Д вых max

4 Я

которая возрастает пропорционально квадрату частоты входного сигнала и вносит частотно-зависимую относительную погрешность

, -а)Ч^5 + ([/д-t/bxmaxVSm. (6.180)

Эту погрешность можно уменьшить, если исключить возможность отрицательного насыщения и ограничения диапазона f/вых. Диодную фиксацию можно применять, только при наличии в усилителе встроенной защиты от коротких замыканий. Однако при этом ток диода будет довольно большим, даже если предусмотрена защита от коротких замыканий. Хотя в некоторых усилителях (рис. 6.60) имеется вывод от высокоомной точки, которую можно использовать для диодной фиксации, эту задачу нельзя полностью решить без инвертирующих однополупериодных схем.

Инвертирующий однополупериодный выпрямитель. Если рассматривать свойства схем на высоких частотах, то инвертирующий однополупериодный выпрямитель по сравнению с неинвертирующим имеет преимущества, обусловленные следующими причинами. Во-первых, в нем исключается насыщение, поскольку действие обратной связи не ограничивается одним

полупериодом напряжения t/вх. Во-вторых, применение частотной коррекции позволяет получить более высокие скорости изменения выходного напряжения усилителя.

Схема инвертирующего однополупериодного выпрямителя показана на рис. 6.61а. До тех пор пока какой-либо из диодов сме-

Рис. €.59

Рис. 6.60. Диюиная фиксация выходного напряжения неинверти-.рующепо юдноиолупериощного выпрямителя

щен в прямом направлении напряжением t/Bbix>t/fl, устройство ведет себя как усилитель с обратной связью и имеет коэффициент передачи Л„ =-ia ?!-.

Когда t/выx<t/д, цепь обратной связи усилителя разрывается и его коэффициент усиления становится равным коэффициенту

и Вых. вых

вых

Рис. 6:61. Инвертирующий однополупвриощньй выпрямитель: а - лриицшиальиая схема; б-п^редатючная дарактеристиЕа

усиления ненагруженного усилителя. Если он достаточно велик, ТО- очень малого положительного или отрицательного напряжения на входе достаточно, чтобы С/вых достигло соответствующего порогового напряжения. Другими словами, показанная на рис. 6.61а схема имеет очень низкие пароговые напряжения (рис. 6.616). Эту схему можно использовать для выпрямления полуволн любой полярности. Полярность зависит от того, с какого резистора- R2 или /?2 -снимается выходное напряжение. На рис. 6.61а показан первый случай. Таким образом напряжение С/вых соответствует коэффициенту усиления Аи =-R2lRu если на диод Дг подано отрицательное напряжение смещения в прямом направлении, и С/вых равно нулю, если на вход диода Дг подано положительное напряжение смещения в обратном направлении. Поскольку единственным назначением Д1 является устранение отрицательного насыщения, резистор R2 можно исключить из схемы.

Пользуясь обозначениями, приведенными на рис. 6.61, напряжения С/вх и, С/вых и С/вых можно выразить в следующем виде:

С/вх и 2 uJ{Ri+Rd + Rl uuARi+Rd.

С/вых - 2(/вых-/д)/(/?2+-), (6.181)

с/ вых - -и t/вх и- <

Подставив Ri/{Ri-i-R2)~, получим

t/bxh=p (6-182)

1Г -

rt,tt--

(.С/вх-С/д).- (6.183)

При С/вх>0 имеем С/вых=С/вхи. При С/вх<0 выходное напряжение определяется выражением

t/вых = - ?2 {R2 t/Bx/1 + t/д/ mR2 (1 + 1/Л„ Р) + г/Л„ р], (6.184)

которое можно заменить приближенным

t/вых /?2 (2 и.Ж + t/д/Л^ Р) {R + г/Л„ р) (6.185)

при условии, что коэффициент усиления петли Л„р значительно больше единицы.

Полученный результат аналогичен выражению (6.161) за исключением того, что в данном случае коэффициент усиления равен -R2IRU а напряжение С/д и сопротивление г в Л^Р раз меньше.

. При использовании инвертирующего однополупериодного выпрямителя для выпрямления среднего значения синусоидального напряжения имеем выходное напряжение и относительную погрешность

U-r, Л/----

Rl rt R + rlAu

(6.186)

2 2 pt/вх;

h,- = -5i± (6.187)

2 R2 AufiU 2 AuR2 Obx

Выражения (6.186) и (6.187) применимы в случае выпрямления положительных полуволн. При подстановке в них С/вх<0 необходимо учитывать 180-градусный сдвиг усилителя.

На низких частотах коэффициент усиления Аи=Аи обычно очень велик. Следовательно, погрешность hi практически всегда пренебрежимо мала и общая погрешность выпрямителя зависит только от суммарных напряжений смещения и дрейфа, определяемых выражениями (5.24) и (5.25).

Частотная характеристика инвертирующего однополупериодного выпрямителя, которую следует учитывать только на высоких частотах, обусловлена частотной зависимостью коэффициента усиления Ли=Л„ /(1-bjto/coo) и ограниченной скоростью нарастания выходного напряжения ОУ. Простейший способ определения этих характеристик заключается в анализе частотно-зависимых искажений формы выходного напряжения.

Vex и

ь I

Рис. 6.62. Форма выходного напряжения шивсртирующ-его однополуп'е!риодного выпрямителя а ююкюй .(й) я высотой i(6) гаастютах

в зависимости ot состояния диода Дг (запертое или проводящее) выходное напряжение определяется напряжением на инвер; тирующем входе или коэффициентом усиления усилителя с обратной связью. На низких частотах (первое практически равно нулю, а второй -RzIRi- Таким образом, при запертом состоянии диода Дг напряжение С/вых=0, а при проводящем и-ъых= = -R2UbxIRi (рис. 6.62а).

На высоких частотах напряжением на инвертирующем входе нельзя пренебречь. Если выпрямленное напряжение является синусоидальным, то напряжение на инвертирующем входе будет состоять из косинусоидального й наложенного на него импульсного напряжений (рис. 6.626). Первая составляющая, которая имеется при нахождении диода в проводящем состоянии, обусловлена сдвигом на 90° и конечным коэффициентом усиления усилителя и имеет амплитуду* примерно равную

(6.188)

Импульсы возникают в момент переключения. Их происхождение можно объяснить следующим образом. Изменение напряжения t/вых от Уд до (f/д-С/вх) происходит с конечной скоростью, определяемой тремя факторами: скоростью перехода через нуль напряжения С/вх, коэффициентом усиления и полосой пропускания усилителя без обратной связи. В период переключения цепь обратной связи усилителя разорвана, так как ни один диод не проводит. Следовательно, напряжение на инвертирующем входе С/вх и отслеживает входное напряжение до тех пор, пока какой-либо диод не начнет проводить и не замкнет цепь обратной связи. Если для анализа схемы в период переключения применить метод, использованный для компа|раторов (см. § 6.11), то амплитуду импульса на инвертирующем выходе можно приближенно рассчитать

f/имп 2 Vux С/д со/(Л„ (Оо)-

(6.189)

При прямосмещенном диоде Дг-ОУ действует как простой усилитель с обратной связью, выходное напряжение которого отличается от -R2U1IR2 на значения частотно-зависимых'амплитудной и фазовой погрешностей. Таким образом, можно использовать (выражение (6.184), переписав его в следующем виде:

f/Bb:x(s).=

l + R2Au(s)P/(R2 + r) J

и

д

R .4 (s)P£/bx / При R2r и Л„(8)р 1 это выражение можно упростить

f/..x(s) - С/вх [i-(i-J::;

(6.190)

(6.191)

Считая, что A (s) =Л„ /(l+s/a o) и 1/бх<0, амплитуду и фазу напряжения С/бых в диапазоне частот юо-СюЛиоРшо, можно определить, пользуясь выражениями

С/бых И

2 . 7/

ф(со) = -arc tg

[ Ri UbxI V .P /

(6.192)

(6.193)

При запертом диоде Дг выходное напряжение равняется напряжению на инвертирующем входе С/вх и, в результате чего форма выходного напряжения соответствует показанной на рис. 6.626.

В случае в&прямления с выделением среднего значения искажения напряжения С/вх и не вызывают появления погрешности, так как их среднее значение равно нулю. Однако при больших фазовых.сдвигах между входным и выходным напряжениями этого не происходит.

При 1/вх<0 зависящаяОТ частоты относительная погрешность определяется выражением

А, - 0,5 я [ 1 t/fl/(i?2 С>вх)] [ /( . Р о)]-

(6.194)

Зависимость относительной погрешности от нормированных параметров RzUbx/RiU и со/Л„ ра о представлена, на рис. 6.63.

/Гг. / .

St-гид

70- 70- - ID-w/77u,mo

Вис. 6.63. Час1тотво-зависим.ая отйосителшая лолрешиость и-вертарующего выпрямителя среднего эначеяия

-2Uji У ш^Щ 7?j lOxSinyt

Р;И1С. 6.64

На высоких частотах и/или при больших входных сигналах импульсы на инвертирующем входе имеют достаточную амплитуду для перевода ОУ в область насыщения. В таких случаях напряжение С/б'ых будет изменяться со скоростью нарастания выходного напряжения усилителя S, что вызывает появление дополни-

тельных искажений С/вых (см. рис. 6.626). Используя обозначения на рис. 6.64, можно показать, что при 17аых<;0

Лз= -0,5(1-cos6)-(t/flto/25-6/4)sin6, (6.19)

где

S6/{Ud) + RUsm6/iRU)-2=:0. (6.196)

Зависимости 6 и Лз от нормированных параметров */?217вх ?1 С/д и Ua/S щриведены на рис. 6.65 и 6.66 соответственно. Легко видеть, что при больших значениях б точность выпрямителя становится недопустимо малой и, начиная с б=я/2, наблюдается рез-

- . 4s, %

Рис. 6.65. Зависимость б от нор-мщроваяйьгх параметров

т

,-г

Рис. 6.66. Частотно-зависимая относительная погрешиостъ HeBapTHpyromeipo выпря,М1Ителя Чредаего эначеиия

кое уменьшение выходного напряжения. Подставляя 6=я/2 в выражение (6.196), получаем значение предельной частоты выпрямителя средней составляющей

сон =-4- . (6.197)

2:г/д[2-/?,г/вх/(/?1д)]

Найденная по (6.195) погрешность на предельной частоте

, 1 я /

(6.198)

V 2-/?,[/вх/(/?/г/д) 2

Зависимость (Ин и Лзн от параметра RiUIRiU показана на рис. 6.67.

На основании изложенного можно заключить, что общая зависящая от частоты погрешность представляет собой суммы ее составляющих, определяемых выражениями (6.194) и (6.195). При

малом входном сигнале доминирующей является ошибка, обусловленная частотной зависимостью коэффициента усиления петли, а при большом - составляющая из, обусловленная ограниченной скоростью нарастания напряжения (/вых, преобладает над составляющей hz. Таким образом, если инвертирующий выпрями-

п

а

Рис, 6.67. Предельные частоты иввертйрующих усилителей ореднего значения я отнотательные погрещности, соответствующие этим частотам

тель среднего значения предназначен для выпрямления высокочастотных сигналов большого уровня, то коррекцию следует выбирать так, чтобы обеспечить высокую скорость нарастания выходного сигнала усилителя.

Однополупериодный выпрямитель т о а. На основе интегральных ОУ можно также построить однополупериодный токовый выпрямитель. Выходное напряжение базовой схемы, показанной на рис. 6.68, определяется выражением

О

при при

/вх>0, /вх<0.

(6.199)

При подключении конденсатора параллельно резистору обратной связи

С/вых - /вх R

(6.200)

iffjfcosait

Рис. 6.68. СХднополупериодный выпрямитель тока ма lOCHoee ОУ

Если сопротивление источника сигнала Rr достаточно велико, погрешности, обусловленные параметрами г и С/д, могут оказать* ся весьма малыми. Сопротивление Zo в точке виртуальной земли принципиально мало.

При управлении схемы на рис. 6.68 от соответствующего управляемого напряжением источника тока (см. § 6.6) может осуществляться также и выпрямление напряжения. В показанном на рис. 6.69 примере составляющие погрешности можно минимизировать путем выбара Ri(Ri+R5)=R2R3- При этом выходное со-

Рис. 6.69. Вьш(ря1Митель ореднси) значения с адщшолулериодньш вьшряваите'лем

противление убилителя У\ будет практически бесконечным. Поскольку проводимость-прямой передачи источника тока равна l/i?5, то при синусоидальном напряжении на входе выходное напряжение

t/Bbix = f>Ex№^5)- - (6.201)

6.12.3. Двухполупериодныё выпрямители на основе ОУ

Присоединение к однополупериодному выпрямителю дополнительного ОУ позволяет получить двухполупериодный (абсолютного значения) выпрямитель.

В показанной на рис. 6.70а схеме токи 1\ и /г пропорциональны соответственно входному и выходному напряжению однополупериодного выпрямителя У\. Оба тока суммируются в точке виртуальной земли усилителя Уг. Выходной сигнал показан на рис. 6.706. При наличии конденсатора, шунтирующего резистор обратной связи, усилитель Уг рабртает как интегратор и его выходное напряжение пропорциочально среднему значению входного.

На низких частотах схема работает хорошо. На высоких частотах форма выходного напряжения искажается за счет фазового сдвига в усилителе У\. Эту погрешность можно уменьшить посредством шунтирования усилителя частотно-зависимой цепочкой. В показанном на рис. 6.71 примере используются усилители типа LM201A, которые по структуре аналогичны усилителю р,А748, но превосходят его по параметрам смещения. При средних уровнях