в операционных усилителях применена внутренняя коррекция. В рассчитанном на малый ток усилителе типа LF155 с С2=10 пФ частота коэффициента единичного усиления составляет 2,5 МГц. В рассчитанном на большой ток усилителе типа LF156 она сдвинута до 5 МГц. И, наконец, ОУ типа LF157 с С2 = 2 пФ может применяться вплоть до fi=20 МГц, обеспечивая Л„ =5.

Поскольку ОУ работают при чрезвычайно малых входных токах, необходимо особое внимание обращать на токи утечки. Последние можно эффективно ограничить при помощи защитного кольца (рис. 5.73), которое либо заземляется, либо соединяется с низкоомной точкой, находящейся под потенциалом сигнала.

5.7.5. Быстродействующие модели ОУ

5.7.5.1*. Усилитель типа ixA715 фирмы Fairchild

Усилитель типа аА715 - широкополосный быстродействующий ОУ, полностью выполнен на п-р-п структурах. Исключение составляет вертикальный р-п-р транзистор в выходном каскаде. Принципиальная схема и основные характеристики приведены на рис. 5.74 и в табл. 5.1*4.

Для достижения высокой скорости нарастания* выходного напряжения в дифференциальном входном каскаде с каскодным включением транзисторов {Т1-Т4, Tie, Тп) установлен относительно большой ток покоя (эмиттерные токи транзисторов Tie и

Частотная v*

лоррекцил ffx i ¥00

<f<7

В

Г,а -< r,s

Рис. 5.74. :Цри1н1циП;и1аяьная. скша ОУ гапа p/A7il5 196

Параметр (при Т = 25°С; Ujjjj = ± 15 В)

ЦА715

ЦА715С

Гоир, Х fexCM, мВ

/вх. иА

/вхсм, НА /?вхд, МОм

Аид , дБ £ со. дБ-

/?вых. Ом .

вых max {при /?н>2 кОм), В

h, МГц

S (лри Лмд^о =1), В/мкс

-55+125

2 400 70 1

90 .92 75 ±13 65 20

0-70

Ti7 равны 350 мкА). То, что входное сопротивление ОУ все же превышает 1 МОм, объясняется использованием пар Дарлингтона, которые отделены от нагрузки при помощи включенных по схеме ОБ транзисторов Tie и Тп. Применение последовательной обратной связи по току эмиттерной цепи входного каскада наряду с уменьшением проводимости прямой передачи позволяет повысить скорость нарастания выходного напряжения. Благодаря каскодной схеме включения уменьшаются входные емкости транзисторов Г, и Гг.

Поскольку коэффициент усиления по напряжению входного, каскада не превышает 20, второй каскад также построен по дифференциальной схеме. Для достижения достаточно высокого быстродействия транзисторы Tis и Г19 работают при относительно высоких токах эмиттеров (0,5 мА). Вводимая через резисторы Rg и /?1о последовательная обратная связь способствует дополнительному увеличению скорости нарастания выходного напряжения и снижению нагрузки на первый каскад. Второй каскад не осуществляет суммирования фаз и асимметрично связан с цепью смещения уровня напряжения. Его коэффициент усиления по напряжению равен примерно 20.

Выходное напряжение второго каскада (напряжение на коллекторе транзистора Tis) меньше напряжения U+n примерно на 2 В. Напряжение на базе включенного по схеме ОЭ транзистора Ти следующего каскада почти равно напряжению U~-. Согласование уровней напряжения осуществляется при помощи цепи смещения, состоящей из резистора R21 и транзистора Гд. На частотах .более 100 кГц конденсатор С\ (МОП-конденсатор), шунтирующий резистор R21, действует как перемычка между транзисторами Г22 и Гю. Большая входная емкость цепи смещения отделена от второго каскада парой Дарлингтона на транзисторах Г21, Г22.

Выходной каскад, работающий в режиме класса АВ, имеет низкое выходное сопротивление и допускает большой размах напряжения и тока. Он управляется от пары Дарлингтона, включенной

fO 70 70 70 70f,rn

PiUC. 5.76. Не1Н0ррвкт.ированиая и окор-ректированная АЧХ ОУ ,типа цА715 1П|ри. Ро=!20 дБ

70 70 70

7° 70 10 70 7lfig б)

Р.ИС. 5.76. ПИмкцррекция ОУ типа ЦА715:

а - цепь; б - характеристики С (1/Ро)

1000

Рис. 5.77. Линеаризация выкодиого каююада ОУ типа цА71б

по схеме ОЭ (транзисторы Гю, Гц), с коэффициентом усиления по напряжению 80 при токе эмиттера 1,5 мА,

Частотная характеристика нескорректированного усилителя имеет три полюса, расположенных на частотах 0,125; 2,5 и 10 МГц. Частота единичного коэффициента усиления составляет 65 МГц (рис. 5.75). В усилителе с . обратной связью частотная характеристика может быть скорректирована при помощи трех конденсаторов, как показано на рис. 5.76,с.

Конденсатор, подключаемый между выводами 1 а 9, вводит ПИ-коррек-цию посредством соединения коллектора и базы транзистора Tis. Возника--ющее при этом увеличение сопротивления, измеряемого со стороны эмит- тера транзистора Tie, приводит к уменьшению коэффициента усиления на 14-i-16 дБ. Кроме того, уменьшение входной емкости транзистора 7i8 вызывает перемещение первого полюса в сторону более высоких частот. С учетом коррекции частота этого полюса становится равной apki=l/CiR\g, где /?i9 80 кОм - выходное сопротивление, измеренное между выводами / и Р'.

Конденсатор Сг обеспечивает введение ПИ-коррекции путем заземления коллектора транзистора через вывод 7.

Вследствие наличия встроенного последовательного резистора с сопротивлением 100 Ом корректирующая цепь вводит не только полюс на частоте (0рЬ2= 1/С2/??, где /?7 3,2 кОм - выходное сопротивление, измеренное по отношению к выводу 7, но и нуль на частоте <0zft2=32cDpfei. Вносимое цепью коррекции ослабления равно .30 дБ.

Аналогичная ПИ-коррекция осуществляется конденсатором Сз, который заземляет коллектор транзистора Tie через вывод 10 и встроенный последовательный резистор с сопротивлением 400 Ом. Ослабление и частота полюса соответственно составляют 20 дБ и <йрьз=1/Сз/?1о, где i?io 4 кОм - выходное сопротивление, измеренное по отношению к выводу 10.

Емкости этих трех конденсаторов должны выбираться такими, чтобы cDpfei, cDpfe2 и шрьз в совокупности давали желаемую АЧХ.

Емкости конденсаторов, обеспечивающие средний наклон АЧХ, равный -26 дБ/дек, с запасом по фазе около 60°, можно определить при помощи рис. 5.766.

АЧХ скомпенсированного усилителя, имеющего при наличии обратной связи коэффициент усиления Ро=20 дБ, показана на рис. 5.75. Рекомендуемые изготовителем цепи коррекции довольно просты и способствуют достижению оптимального произведения коэффициента усиления на ширину полосы пропускания. Однако иногда их нецелесообразно применять, поскольку другие цепи коррекции обеспечивают наклон АЧХ -20 дБ,/дек.

В случае малых выходных нагрузок относительно высокое и нелинейное выходное сопротивление вызывает появление нежелательных высокочастотных искажений, которые можно уменьшить путем включения резистора параллельной обратной связи между выходом и выводом 7. Эту обратную связь, если сделать ее частотно-зависимой с помощью последовательного конденсатора, можно использовать для коррекции АЧХ усилителя.

На рис. 5.77 приведена схема инвертирующего усилителя с единичным коэффициентом усиления, в котором вышеописанная коррекция обеспечивает получение неискаженного [/вых с напряжением [/эфф=3 В на частоте 100 кГц и при сопротивлении нагрузки 300 Ом. Наклон АЧХ скорректированного усилителя составляет -20 дБ/дек, а частота коэффициента единичного усиления примерно 10 МГц. Поскольку сопротивление между выводами 6 и 7 равно примерно 300 кОм, то емкость конденсатора, обусловливающего введение полюса на частоте fpi~300 Гц, С2= = 1/соры(/?б7 + /?з)~1,4 нФ. Если при этом выбрать /?з=27 кОм, то данная корректирующая цепь будет вводить нуль на частоте /zi = fpfei(/?67 + /?3) ?3=4,2 кГц. На более высоких частотах наклон характеристики -20 дБ/дек обеспечивается конденсаторами Ci = 470 пФ и Сз = 1 нФ, как показано выше. Конденсатор Сз совместно с встроенным резистором Ri вводит нуль на частоте около 0,5 МГц. На частотах, превышающих 0,5 МГц, частотная характеристика определяется емкостью конденсатора d, включенного параллельно резистору

5.7.5.2. Усилитель типа LM118 фирмы National Semiconductor

В этом усилителе использованы преимущества комплементарных транзисторных структур и в усилительных каскадах применены дополняющие транзисторы, ограниченный частотный диапазон которых компенсируется введением встроенных емкостных шунтирующих цепей. Упрощенная принципиальная схема и типовые значения параметров этого усилителя приведены на рис. 5.78 и в табл. 5.15.

Транзисторы Ti и Гг образуют дифференциальный каскад на парах Дарлингтона, который имеет довольно большой ток покоя и работает на омическую нагрузку. Второй каскад, построенный

Р'ИС. 5.78. Принципиальная кхема ОУ типа LMl 18

Таблица 5.15

на р-п-р транзисторах Гз и Т4, обеспечивает дополнительное усиление и выполняет функции цепи смещения. Токовое зеркало на транзисторах Гю и Гц предназначено для передачи коллекторных токов транзисторов Гзи Г4 на каскад с высоким, коэффициентом усиления, построенный на включенном по схеме ОЭ транзисторе Гд. Выходной каскад, выполненный на транзисторах Г7, Ts и работающий в режиме классаАВ, управляется коллектором последнего.

Корректирующими элементами являются интегральные конденсаторы Ci, С2 и Сз. Основной полюс определяется емкостью конденсатора Сз и расположен по частоте примерно 100 кГц. На более высоких частотах конденсатор d, шунтирующий резистор Rs, вносит асимметрию в цепь передачи сигнала на второй каскад. При этом С2 устраняет вносимый транзистором Гз фазовый сдвиг на высоких частотах. В диапазоне частот от 100 кГц до 15 Мгц, соответствующей единичному коэффициенту усиления, коэффициент усиления ненагруженного ОУ снижается со скоростью -20 дБ/дек. Такая коррекция обеспечивает скорость нарастания выходного напряжения 70 В/мкс. При работе в инвертирующем режиме скорость нарастания выходного напряжения можно увеличить до 130 В/мкс, подавая сигнал с базы транзистора Ti непосредственно на базу транзистора Гд.

5.7.5.3. Усилитель типа СА3130 фирмы RCA

В последнее время были предприняты обнадеживающие попытки заменить дополняющие р-п-р транзисторы полевыми транзисторами, совместимыми с биполярными и имеющими более высокие предельные частоты. Это позволяет упростить межкаскадные связи. Примером успешного завершения таких попыток является ОУ типа СА3130, отличающийся очень высоким входным сопротивлением и относительно высоким быстродействием. Его принципиальная схема и типичные значения параметров приведены на рис. 5.79 и в табл. 5.16.

Входной дифференциальный каскад состоит из трех р-канальных полевых МОП-транзисторов, которые работают на токовое зеркало, выполненное на транзисторах Гд и Гю. В результате напряжение смещения и дрейф напряжения оказываются малыми, но и вклад, этого каскада в общий коэффициент усиления тоже не превышает 14 дБ, что обусловлено ограниченной проводимостью прямой передачи полевых транзисторов (см. § 2.6). Основная часть общего коэффициента усиления приходится на второй каскад, который состоит из включенного по схеме ОЭ п-р-п транзистора Гц и активной нагрузки. Последняя представляет собой источник тока, состоящий из двух р-канальных полевых МОП-транзисторов, включенных последовательно. В выходном каскаде, работающем в режиме класса А, используются два комплементарных полевых МОП-транзистора с коэффициентом усиления Ю-Н20 дБ, зависящим от внешней нагрузки.

смещения )j оррекция д

Рис. 5.79. Принщиптальная схема ОУ типа САЗ 130

Таблица 5.16

5.7.6. Усилитель типа AD520 фирмы Analog Devices

При разработке дифференциальных усилителей, источников тока или других специальных электронных устройств необходимо выполнить требования цепи внешней обратной связи, обеспечивающие его устойчивость (см. § 6.4, 6.5). В таких случаях можно вос-

пользоваться так называемыми измерительными (приборными) усилителями, преимущество которых, по сравнению с обычными ОУ заключается в том, что их передаточная функция определяется внутренней обратной связью. Последняя задается путем изменения соотношения сопротивлений двух внешних резисторов. Однако не только этот фактор решает проблему обеспечения точности таких усилителей. К их входу можно непосредственно подключить источник сигнала, что обусловлено большим входным сопротивлением и более высоким коэффициентом подавления синфазной составляющей сигнала.

11 1 Напряжение I обратной связа

Ряс. -5.80. Уярощеиная принцапиалыгая схйма ОУ нипа AD520

Таблица 5.17

Параметр (при Г = 25<>С; = ± IS В)

AD520

ad520k

ЛО520

Гокр, °С вх см, в

/вх, нА

/вхсм, нА

вхсм (при Л„осо=1000), мкВГС вх см, нАГС /?вх д=/?вх с, Ом

Ей со (при Лмоео =1000), дБ вх с max, в

S, в/мкс

/о ос при ЛиосО=1000), кГц

-55+125

0-70

±10 2,5 25

в усилителе типа AD520, упрощенная схема и типовые значения параметров которого приведены на рис. 5.80 и в табл. 5.17, цепь внутренней обратной связи состоит из двух дифференциальных усилителей, двух преобразователей ток - напряжение и четырех управляемых источников тока. При такой обратной связи разность ТОКОВ (/4-/з) пропорциональна дифференциальной составляющей входного напряжения. В состоянии равновесия вы- полняется соотнощение

h~h = h-h. (5.101)

Поскольку коэффициенты усиления по току дифференциальных усилителей очень большие, разница между коллекторными токами преобразователей практически равна нулю. Поэтому

/1-/2 + 2 (t/, -i7p )/i?G 0. {5.102)

7-/3 + 2 (i7n-t/on) ?s 0. Подстановка выражения (5.102) в (5.101) дает

(f/n-t/on)/(f/Bx и- Ub )=RsIRg (5.103)

Это значит, что коэффициент усиления зависит только от соотношения сопротивлений внешних резисторов.

Ток покоя каждого управляемого источника выбран равным 200 мкА из условия компромисса между большим входным сопротивлением и хорошей линейностью.

Из принципиальной схемы, приведенной на рис. 5.81, видно, что данный ОУ допускает введение плавающей обратной связи.

J Кптенсация 9 смещения

Частотная 1 коррекции

Рис. 5.81. Дримцялвальная схема ОУ типа AD520 204

Это^й^еет ряд таких преимуществ, как независимое управление-выходами по постоянному току, возможность введения обратной связи от1лавающей нагрузки и др.

тель типа LM3900 фирмы National Semiconductor

Интегральная схема типа LM3900 представляет собой управляемый током счетверенный усилитель, принципиальная схема и типичные значения параметров которого приведены на рис. 5.82 и в табл. 5.18. Он состоит из четырех практически независимых усилителей Нортона, входными каскадами которых служат управля-

Рис. 5.82. Пфинцшиашшая схема- ОУ типа LM3900. .

Таблица 5.18

емые источники тока с единичными коэффициентами передачи (токовые зеркала). Их преимущество по сравнению с обычными ОУ заключается в том, что они могут работать от одного источника питания. Предназначенные для использования совместно с относительно высокоомными резисторами, цепи токового управления могут быть преобразованы в цепи управления по напряжению. В этом случае усилители Нортона функционируют как обычные ОУ.

В усилителе LM3900 практически все усиление (примерно 70 дБ) обеспечивается одним транзистором 7з. Этот транзистор согласуется со своей коллекторной нагрузкой (транзистором Ть)