5.7.4. Модели ОУ с малым током и/или малым дрейфом 5.7.4.1. Усилитель типа [лА726 фирмы Fairchild

Характеристики дрейфа можно существенно улучшить, если входные сигналы обычных ОУ, таких как лА709, р,А741 или р,А748, предварительно усиливать при помощи термостабилизиро-ванных дифференциальных каскадов.

Примером модели, разработанной указанным образом, является усилитель типа р,А726. Его принципиальная схема и основные параметры приведены соответственно на рис. 5.67 и в табл. 5.9..

ЗаВанив

g температуры д

9---------СГИ--------? (/

. 5 о1/.

п

Рис. 5.67. Прикципиальвая схема ОУ тша [,iA7i26

Таблица 5.9

Усилитель состоит из двух частей: дифференциальной пары Т\-Гг и схемы ре1улирования температуры. Последняя стабилизирует температуру кристалла с точностью ±(1-2)°С по отношению к температуре, задаваемой внешним резистором, который показан на рис. 5.67 пунктиром. В коллекторной цепи транзистора Гб, управляемой от датчика температуры, на Г?, имеется сопротив-

ление нагрузки. Коллекторное напряжение транзистора Ге через транзистор Гз и диод Дх управляет температурой нагрева транзистора Г4, имеющего большую площадь. Резистор R& и транзистор Гб предназначены для ограничения тока нагрева.

5.7.4.2. Усилитель типа \iA725 фирмы Fairchild

Усилитель типа цА725 является малошумящим ОУ с большим коэффициентом усиления, параметры дрейфа которого эквивалентны параметрам дрейфа р,А726, используемого совместно с предварительным усилителем. Его принципиальная схема показана на рис. 5.68, а основные характеристики приведены в табл. 5.10.

/(ампепваЦия

Рж. 5.68. Црдащиииалъная схема ОУ типа iA725

Предназначенный для получения низкого дрейфа по напряжению и большого коэффициента подавления синфазной составляющей сигнала ОУ типа цА725 содержит специально разработанный симметричный входной каскад.

Вследствие ряда причин (недостаточно высокого качества изготовления транзисторов для каскодных пар, значительного технологического разброса параметров дополняющих транзисторов, высокой чувствительности ширины базы транзисторов со сверхвысоким коэффициентом усиления к изменениям технологических процессов, технологического разброса и плохого согласования параметров р-п-р транзисторов, используемых в качестве активных

нагрузок, и т. д.) обычные входные каскады с каскодным включением комплементарных транзисторов не отвечают указанным требованиям.

Входной каскад, удовлетворяющий этим требованиям, построен с использованием п-р-п транзисторов, включенных по дифференциальной схеме, и ди()фузионных резисторов нагрузки, имеющих большую площадь. Изменения параметров, обусловленные технологическим разбросом и разницей температур перехода, значительно снижены в результате применения транзисторов Ti и Гг с большой площадью и взаимным перекрытием (это не отражено на рис. 5.68).

Даже при отсутствии внешней компенсации смещения этот ОУ обеспечивает дрейф входного напряжения не более 2 мкВ/° С. При наличии внешней компенсации смещения параметры дрейфа улучшаются и составляют 0,4-f-0,6 мкВ/° С. Однако замечательные показатели дрейфа были бы практически обесценены, если бы при этом не обеспечивалась достаточно низкая чувствительность к изменениям напряжения питания. Благодаря специально разработанному симметричному входному каскаду ОУ типа цА725 отвечает этим требованиям. Его коэффициент подавления изменения напряжения питания не хуже 2 мкВ/В по сравнению с 30---=-50мкВ/В, характерным для других моделей. Поскольку коэффициент подавления ухудшается с ростом частоты, при использовании этого усилителя важно обеспечивать эффективное подавление пульсаций напряжения питания. Усилитель р,А725 не содержит встроенных средств защиты от самоподдерживающегося режима насыщения. Но благодаря большой допустимой синфазной составляющей входного напряжения, а также его использование преимущественно для усиления сигналов низкого уровня, этот недостаток можно считать не существенным.

Входной дифференциальный каскад имеет сравнительно низкий коэффициент усиления по току, поскольку он работает при весьма малых эмиттерных токах для обеспечения малых входных токов покоя. Этим объясняется применение симметричного дифференциального усилителя и во втором каскаде. Чтобы второй каскад незначительно нагружал первый, они разделены транзисторами, включенными по схеме ОК. Второй каскад, в качестве нагрузки которого используется обычная активная фазосуммирующая схема, отделен от усилительного каскада на транзисторе Г22, включенном по схеме ОЭ, при помощи эмиттерного повторителя на Г20. Нагрузкой транзистора Г22 является резистор Ris. Каскад на транзисторе Т22 управляет выходным каскадом на комплементарных транзисторах Т21 и Гге, причем первый из них управляется непосредственно, а второй - через схему смещения на транзисторах Ti8 и Г19. Поскольку транзистор Г19 включен по схеме ОК, выходной р-п-р транзистор управляется от источника с малым внутренним сопротивлением. Транзисторы Т23 и Г24 обеспечивают защиту выходного каскада от коротких замыканий.

В случае применения ОУ в качестве усилителя с обратной связью может быть применена ПИ-коррекция в коллекторной цепи транзистора Tg, как показано на рис. 5.69а. Параметры элементов цепи коррекции можно определить по кривым, приведенным на рис. 5.696.

С.пФ S

ю 10 10

r/fio

Рис. 5.69. ПИ-1К0р1ре1Кцися ОУ .типа [лА725

Если усилитель с обратной связью скорректирован в соответствии с этой кривой, частота fo может составлять примерно

10 кГц. В связи с тем, что корректирующая цепь действует как нагрузка на выход, частота полной мощности и скорость нарастания напряжения имеют тенденцию к снижению. Однако с точки зрения практического применения ни одно из этих ограничений не имеет существенного значения, так как подобно большинству моделей с весьма низком дрейфом усилитель цА725 предназначен, главным образом, для усиления напряжений постоянного тока низкого уровня.

Весьма высокий и стабильный коэффициент усиления обеспечивается таким достоинством данного ОУ, как большой коэффициент усиления петли даже при весьма значительных коэффициентах усиления с обратной связью. Это позволяет создавать усилительные тракты с Ли =1000+3%. При работе в неинвертирующем режиме стабильность такого порядка может быть достигнута только при достаточно большом коэффициенте подавления синфазной составляющей сигнала. Это требование удовлетворяется вследствие использования специально разработанной симметричной структуры, обеспечивающей коэффициент подавления не менее 120 дБ. Однако разброс номиналов резисторов также влияет на стабильность коэффициента усиления. При работе в режиме дифференциального усилителя коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала зависит от этого разброса. Чтобы ОУ типа р,А725 хорошо работал в таких усилительных трактах, в качестве внешних резисторов следует использовать прецизионные резисторы с температурными коэффициентами сопротивления не более

io-v°c.

5.7.4.3. Усилитель типа iiA740 фирмы Fairchild ♦

Интегральные ОУ, входные каскады которых выполнены на полевых транзисторах с р-п переходом, имеют очень большие входные сопротивления и весьма малые входные токи покоя. В одном из первых таких ОУ модели р,А740 входное сопротивление составляет 10 Ом и входной ток покоя - не более 100 пА. Он представляет собой усовершенствованную модификацию ОУ типа цА741, в котором обычный комплементарный каскодный входной каскад заменен дифференциальным каскадом на р-канальных по-

емеш,Ения

Рис. 5.70. Уирощшная прииципиальная схема ОУ типа iA740

левых транзисторах (описание таких каскадов дано в подразделе 4.4.6).

Упрощенная принципиальная схема этого ОУ показана на рис. 5.70, а основные характеристики сведены в табл. 5.11. Из последней видно, что входное сопротивление было увеличено за счет ухудшения напряжения смещения и дрейфа. Напряжение смеще-

Таблица 5.11

ния можно скомпенсировать при помощи источника тока на транзисторах Гб и Тт. К сожалению, сбалансированное состояние не совпадает с минимумом дрейфа вследствие асимметрии входного каскада. Этот весьма существенный недостаток приводит к тому, что в ряде случаев ОУ типа лА740 заменяют аналогом с биполярными транзисторами на входе. Дополнительные осложнения возникают в связи с тем, что упомянутая асимметрия способствует ухудшению коэффициента подавления синфазной составляющей сигнала. Однако ни одна модель с биполярными транзисторами не имеет сравнимого с рассматриваемой входного сопротивления. Другое преимущество полевых транзисторов заключается в том, что они позволяют увеличить рабочие токи. Поэтому у данного усилителя скорость нарастания выходного напряжения больше, чем у р,А741 даже при одинаковых корректирующих цепях.

5.7.4.4. Усилитель типа LM108 фирмы National Semiconductor

ОУ с полевыми транзисторами на входе работают при очень малых входных токах. Их напряжения смещения и дрейфа превосходят соответствующие параметры ОУ с биполярными транзисторами на входе. Поэтому при жестких требованиях к параметрам смещения и дрейфа обычно предпочтение отдается ОУ, содержащему транзисторы со сверхвысоким коэффициентом усиления.

Указанным требованиям отвечают ОУ типа LM108. При его изготовлении требуются дополнительные операции для образования диффузионной области эмиттера. Транзисторы со сверхвысоким коэффициентом усиления совместимы с п-р-п транзисторами. Однако при р=2000-4000 допустимое напряжение (У^бо мало.

/ VacmoniHan 8 9 коррекция о

USbrx

Рис. 5.71. Упрощенная принципиальная схема ОУ типа LM108

Таблица 5.12

EuQ, дБ

/?вых. Ом

5(Л„ .=1), В/мкс

(Jbx с max, В

£/выхтах (/?н> 10 кОм), В /иых шах. М,А

Рвых, мВт

500 0.2

±14 ±14 ± 5 5

Упрощенная принципиальная схема усилителя приведена на рис. 5.71, а основные технические характеристики - в табл. 5.12. Входной дифференциальный каскад состоит из транзисторов со сверхвысоким коэффициентом усиления Гь Гг и обычных транзисторов Гб, Гб. Напряжения на базах транзисторов Гб и Ге поддерживаются постоянными по отношению к эмиттерному напряжению транзисторов Ti и Гг при помощи цепи смещения на транзисторах Г,? и Tib- Синфазная составляющая входного напряжения приводит к изменению напряжений только на транзисторах Тъ, Гб и на источниках тока. Вследствие того, что каждая входная ветвь состоит из последовательно включенных транзистора со сверхвысоким коэффициентом усиления и обычного транзистора, ток транзисторов Тп и Тщ. примерно в пять раз превышает ток транзисторов Ti и Гб , напряжение коллектор-база транзисторов Ti и Гг составляют примерно 40 мВ независимо от синфазной составляющей входного напряжения.

Такая схема обеспечивает эффективную защиту транзисторов Т\ и Гг ОТ повышенных синфазных составляющих входных напряжений, но не защищает их от больших составляющих входных дифференциальных напряжений. Такая опасность устраняется при помощи транзисторов Гз и Г4, которые закорачивают вход, если дифференциальная составляющая входного напряжения превышает 0,5 В. Чтобы ток транзисторов Гз и Г4 не превышал допустимого предела 10 мА, необходимо использовать внешние последовательные резисторы. В обычных усилительных трактах резисторы цепи обратной связи могут выполнять функции ограничения тока.

В связи с тем, что входной дифференциальный каскад работает при малых токах эмиттеров (3 мкА), он имеет сравнительно низкий коэффициент усиления по напряжению. Основная часть общего усиления по напряжению приходится на второй дифференциальный каскад (Гд, Гю), активная коллекторная нагрузка которого (Г13, Г14) выполняет дополнительную функцию фазосуммиро-вания. Выходной каскад представляет собой обычный комплементарный усилитель, работающий в режиме класса АВ. При помощи встроенной цепи защиты от коротких замыканий его выходной ток ограничивается на уровне 5 мА.

В данном ОУ применяется примерно такая же частотная коррекция, как и в аА748. Она заключается в подключении внешнего конденсатора Си последовательно с встроенным резистором сопротивлением 5,6 кОм между коллектором и базой транзистора Гю-Если Cfe = 30 пФ, то эта ПИ-корректирующая цепь компенсирует внутренние фазовые сдвиги путем введения в передаточную функцию нуля на частоте в несколько сотен килогерц. Если обратная связь в корректирующей цепи осуществляется при помощи конденсатора Cft=(30 пФхр), запас по фазе-будет превышать 45° на частотах вплоть до 1 МГц.

Частота единичного коэффициента усиления имеет примерно то же значение, что и в усилителе аА748. При Аи =1 частота МГц. Скорость нарастания выходного напряжения и частота 7-(136 газ

полной мощности у данного ОУ значительно ниже (5 = 0,2 В/мкс, /лм=2 кГц) в связи с малым током покоя каскадов.

В семействе усилителей LM108 имеются модификации, во входных дифференциальных каскадах которых используются пары Дарлингтона на транзисторах со сверхвысоким коэффициентом усиления. Они обозначаются LM216, LM316, LM216A и LM316A. Их входные токи покоя и токи смещения изменяются в диапазоне 150-=-50 пА и 50Н-15 пА.

5.7.4.5. Усилители типа LF155, LF156, LF157 фирмы National Semiconductor

Высокие напряжения смещения и дрейфа и небольшой коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала в ОУ типа iA740 обусловлены принципиально невысоким качеством полевых транзисторов с р-п переходом.

Для устранения этих недостатков была разработана технология, сочетающая обычную биполярную технологию с ионной имплантацией. Изготовленные методом комбинированной (BiFET) технологии пары полевых транзисторов имеют улучшенные характеристики вслеЛ'ствие того, что размеры и степень легирования их каналов могут регулироваться с очень высокой точностью.

Дифференциальные усилители, использующие такие пары, об-

УстанШа пиля

т

г 5i 1-1

<1п

*С гпЧ> в LF/S7

Аз -М-

Рис. 5.72. Принципиальная схема ОУ типа LF155, LF156, LF157 с полевыми (граизисторамН', ивготовлевными то В1РЕТ-техш.оло11ии

при Auoc=5-

ладают рядом преимуществ.Их входные токи покоя на три порядка меньше, что обеспечивает примерно такие же значения напря- , жений смещения и дрейфа, как и в обычных биполярных дифференциальных усилителях. Более того, поскольку токи затворов полевых транзисторов почти одинаковы, входные токи смещения не превышают нескольких пикоампер. Малый входной начальный ток (ток затвора.) обеспечивает не только очень малый ток шума, но и весьма низкие значения напряжения шума и / ш-

Принципиальная схема и основные параметры первой серии усилителей типа LF155, LF156 и LF157 приведены на рис. 5.72 и в табл. 5.13.

Входной каскад состоит из р-канальных полевых транзисторов Ti и Гг, нагрузкой которых служат полевые транзисторы Тю и Гц-Входное напряжение смещения можно компенсировать при помощи транзисто- ров Т? и Те, токи которых могут изменяться при включении резисторов между положительной шиной питания и выводами 1 и 5.

Второй каскад, построенный на транзисторах Тп-Гго, используется для управления выходным каскадом. Он содержит включенный по схеме ОК транзистор Ti4, весьма малое значение эмиттерного тока покоя которого обусловлено источником тока на транзисторе Ггг и зависит от тока нагрузки. Такая зависимость обеспе--чивается за счет управления от транзистора Гб.

Защитное колщо

Рис. 5.73. Защитное кольцо для иояевых траизисторов я-