А =-----X

(1 + S/©pi) (1 + s/(Dp2) (1 + s/СОрз)

X L±i/*i (5.80)

1 + S/COpfti

Выражая частоты iHzu и (Ophi через параметры элементо:в, получим

co i=l/i?C и co i=l/(i?e + ?)C. (5.81)

Если выбрать a)2fti=Wpb то можно считать, что число полюсов осталось равным -прем. Корректирующая цепь обеспечит аклон частотной характеристики - 20 дБ/дек в диапазоне частот copfti- -(Орь в то Бремя как ее наклон в диапазоне (йр1-Шр2 останется тем же (рис. 5.44). Частоту скорректированного полюса, необходимую для пол^ения запаса по фазе фт=45°, можно найти из выражений

РИ йр21Л„Ро-. (5-82)

?Т^б^( я-озры) и C = lycDpii?. (5.83)

Цредельная частота и частота полной мощности усилителя с ПИ-коррекцией выше частот fo и /пм усилителя с интегрирующей (И) коррекцией (см. рис. 5.43) в (Орг/ир! раз. Усилитель с обратной связью имеет предельную частоту fo ~fp2.

Из рис. 5.40 видно, что оба конца резистора Яъ выведены во внешнюю цепь. Это позволяет использовать также и пронорцио-нально-дифференцирующую (ПД) коррекцию. В этом случае также вводятся один полюс и один нуль, но за счет подключения внешнего корректирующего конденсатора параллельно резистору Rb. При этом

А (s) = X

(l-l-S/Cupi)(l-f 8/Шр2)(1+8/С0рз)

X + . (5.84)

1 + s/(£>pf,2

Если выбрать (02/12=С0р2, можно считать, что число полюсов осталось равным трем, а суммарный наклон АЧХ в диапазоне частот (Opi-Юрз Стал равным -20 дБ/дек. В диапазоне частот Юр1 - -Шр2 наклон АЧХ определяется только усилителем, а в диапазоне (йр2-Юрз-усилителем и корректирующей цепью, АЧХ которых имеют наклоны -40 и --20 дБ/дек (рис. 5.45).

Поскольку частота компенсирующего полюса {(л-л2== (Лрг), так же как и выходное сопротивление между выводами 5 и 6 R56 = = 0,8 кОм являются внутренними параметрами ОУ, емкость корректирующего конденсатора Cft=l/i?56 £Ор2~50 пФ.

ПД-коррекция позволяет получить коэффициент усиления петли примерно 30 дБ. При коэффициенте усиления петли, превышающем это значение, необходимо применение дополнительной

W 20

о

Ю * 10 70 ЮЧ/Ц

Рйс. 6.45. .ПДчкоррекция ОУ типа (.iA702

10 Ю 10 ю^щ

Рис. 5.46. ПИДчкоррекция ОУ типа. лА702

11И-1К'0ррекции. Если эта коррекция выбрана из условий (iizhi = = (йр1 и

PftitWI Pol, (5.85)

наклон АЧХ на участке между и Юрз будет равен -20 дБ/дек (рис. 5.46). Однако при этом корректирующая ПИ-цепь не может быть включена между выводом 6 и землей. Она включается между входными зажимами или используется для создания частотно-зависимой обратной связи.

Параметры элемевтов определяются выражениями:

? = ?bx I[2(/?iIIW(1- pm/ pi). С=1/£0р,/?. (5.86) Предельная частота коэффициента усиления петли равна fpku а fop = /рз- Частота полной мощности / пм ие изменяется, так как корректирующая* цепь подключается к входным зажимам.

Результаты сравнения трех рассмотренных способов коррекции приводятся в табл. 5.4. Из нее можно заключить, что /пм обычно

Таблдца 5.4

Предельные частоты ОУ типа цА702

ниже fo на несколько порядков. Иногда это может оказаться ограничивающим фактором, но не во всех случаях применения требуется использование полного размаха выходного напряжения. Тем не менее всегда следует иметь в виду, что по мере увеличения частоты в области fS-fnm допустимый размах уменьшается пропорционально частоте.

5.7.2. ОУ широкого применения

5.7.2.1. Усилитель типа \iA709 фирмы Fairchild

Усилитель яА709, являющийся первым интегральным ОУ действительно широкого црименения, начал выпускаться в 1965 г. Этот усилитель с высоким коэффициентом усиления, отражающий уровень интегральной техники середины; 60-х годов, имеет очень хорошие параметры смещения и дрейфа, но в нем используется только два р-п-р транзистора, из которых один является дополняющим, а другой используется в комплементарном выходов

Параметр при Т = 25°С, C/jjj, = ± 15 В

tbx см, мВ /вх, нА /вхсм, нА Ывхсм, мкВ/°С вх см, А/°С /?вхд, Ом

ЦА709

ЦА709С

-55125 1

200 50

0,3 400

04-70

2 300 100

ном каскаде для,увеличения размаха выходното напряжения при заданном нащряжении питания.

Принципиальная схема и основные параметры приведены на рис. 5.47 и в табл. 5.5.

Структура усилителя соответствует структурной схеме на рис. 5.4. Транзисторы Гь Гг и Гз источника тока образуют дифференциальный входной каскад. Второй дифференциаль- Таблица 5.5 ный каскад, используемый как фазосуммирующая цепь, состоит из двух модифицированных пар Дарлингтона, в которых применен общий термокомпенси-рующий диод. Их питание от источника тока осуществляется при помощи резисторов Rb и /?1о. Дополняющий р-п-р транзистор Г, предназначен для согласования потенциалов. Он управляется от эмиттерного повторителя на транзисторе Гв и управляет каскадом на транзисторе Г12, включенным по схеме ОЭ. Выходной каскад на комплементарных транзисторах Г13 и Гм работает в режиме класса В и управляется моллекторным током транзистора Г12.

Для обеспечения малого входного тока покоя первый дифференциальный каскад работает при малом эмиттерном токе (примерно 20 мкА). В результате проводимость прямой передачи оказывается малой и составляет 0,78 мСм. Для устранения этого недостатка применены высокоомные коллекторные резисторы, а вход второго дифференциального каскада еделан высоиоомным. Мо-днфицир1ованиая пара Дарлингтона обеспечивает не только высокое входное сопротивление, но и дополнительное преимущество, заключающееся в том, что коэффициент усиления по напряжению определяется не столько коэффициентом усиления по току, подверженному значительным колебаниям, сколько достаточно стабильной проводимостью прямой передачи. Коэффициенты усиле-?1ия двуд первых каскадов соответственно Ли, ~-15 и Л„ ~ -100.

Эмиттерный повторитель на Т1ранзисторе Гв с единичным коэффициентом уоиления выполняет функции согласования второго дифференциального каскада и каскада смещения с низким входным сопротивлением. Несмотря на то, что дополняющий р-п-р транзистор имеет низкий коэффициент усиления по току /к э < <:0,б, общий коэффициент усиления каскада с ОБ а транзисторе

AuQ, дБ £ uco. дБ

/?вых. Ом

5И<осО = 1). В/мнс

Ubs. с max. В t/flx д max, В

выхтах(йн>2 кОм), В

ifibix max, МА

92 90

150 0,25 ±10 ± 5 ±13 +20

Ts и каскада с ОЭ на транаисгоре Г12 равен примерно -(400- -800).

Как указывалось выше, на выходе используется комплементарный двухтактный каскад, работающий в режиме класса В. П|ри отсутствии управляющего сигнала оба транзистора закрыты и ширина зоны нечуяствительности характеристики передачи составляет 2/бэ В.

Для снижения ювязанных с этим перенрестных искажений кас-каскады на транзисторах Гд, 712, Т13 и Тц охвачены обратной связью через резистор R15. Такая отрицательная П'а)раллельная

Частотная коррвнция

7 о

Частотная / хт коррекция

Рис. 5.47. Принципиальная схема ОУ типа цА709

обратная свяеь по напряжению имеет достаточно большую глубину (коэффициент усиления петли равен 20), что приводит к значительному снижению коэффициента усиления этих каскадов и уменьшению ширины зоны нечувствительности (соответственно до -30 и 50 м,В).

Диапазон синфазной составляющей напряжения достаточно широк: ±10 В. Усилитель типа яА709, как и !ixA702, может перейти в самоподдерживающийся режим насыщения, особенно при включении по схеме повторителя, когда между выходом и инвер-

тирующим 1вх10д0м усилителя образуется п)ря1мая цепь. Этот недостаток устраняется либо включением между указанными зажимами резистора с достаточно высоким сопротивлением, как показано на рис. 5.48,а, либо использованием диода, ограничивающего выходное напряжение, как показано на рис. 5.48,6.

>30/(

Рис. 5.48. Защита ОУ типа (хА70Э от само1ПОШ|Держи|в.ающегося режима насыщения

Допустимая дифференциальная составляющая входного напряжения f/вхдтах ограничена напряжением лавиннопо пробоя переходов база-эмиттер транзисторов и Гг, составляющим примерно 7 В.

Выходной каскад не имеет специальных цепей защиты от коротких замыканий, хотя примененные в нем пранзисторы обеспечивают Эффективную защи ту от высоких уровней тока, у Другими словами, эффектив- ность их эмиттеров, а следовательно, и коэффициент усиления по току уменьща-ются с ростом тока. Однако эта неявная защита обеспечивает сохранность схемы только при кратковременных коротких замыканиях. Если их длительность превышает несколько секунд, то повышенная мощность рассеяния вызывает увеличение эффективности эмиттера вследствие разогрева Рис. 5.49. АЧХ иеонорректирошаниого ОУ транзистора и образующий- . я-ипа цА70Э

ся при этом замкнутый через тепловую обратную связь лавинный процесс приводит к необратимому повреждению ОУ.

ОУ имеет передаточную функцию с тремя полюсами, соответствующими частотами 200 кГщ, 1 МГц и 8 МГц (рис. 5.49). Первый полюс определяется двумя факторами: вытадным сопротивлением первого диффе|ренциального каскада и входной емкостью

10 д? 10 10 ю'т

пары Дарлингтона на транзисторах Т4-Т^, увеличенной за счет действия эффекта Миллера. Однако измерение этой частотной характеристики не рекомендуется, так как внутренние обратные связи и дополнительные фазовые сдвиги приводят к неустойчивости цепи. Неустойчивость можно устранить посредством введения предварительной коррекции, состоящей в подключении конденсатора Сз-10 нФ между выводами 1 и 8 и конденсатора С=3 пФ между выводами 5 и 6 (см. рис. 5.49). Первый из них снижает частоту первого полюса с 200 до 10 кГц, а второй уменьшает частоту третьего полюса с 8 до примерно 1,5 МГц. Получающаяся при этом передаточная функция имеет три полюса:

А'и is) = Л„ [(1 + s/ pi) (1 + s/cop,) (1 +5/сорз)]-1. (5.87)

Если считать цепь обратной связи частотно-независимой, то запас устойчивости по фазе превысит 45° прн 1/Зо>60 дБ. Более высокие значения коэффициента усиления петли требуют дополнительной коррекции, например дополнительного смещения opi путем з^величения емиости Сз. Частота скорректированного полюса определяется выражением

Wp=m\sCs, (5.88)

где Rjs =1,5 МОм - сопротивленне между выводами 1 и 8.

Если Сйр2=сйр2 и не изменяется при введении дополнительной коррекции, то частота, на которой фт=45°, остается равной шрг:

с0рм с0р21Л„ РоГ'- (5.89)

Нецелесообразно увеличивать вносимое корректирующей цепью ослабление свыше 60 дБ при увеличении емкости Сз вследствие появления дополнительных фазовых сдвигов. Это затруднение можно преодолеть путем замены одиночного конденсатора корректирующей последовательной цепью (RsCs).

Поскольку Rys=l,5 МОм, то корректирующее сопротивление /3, дающее ослабление 60 дБ, равно 1,5 кОм. Однако R3 вносит ие только полюс на частоте copfei, но и нуль на частоте Wzm- Для обеспечения постоянства наклона АЧХ, равного -20 дБ/дек, требуется ввести дополнительный корректирующий элемент. Простейший способ заключается в использовании того же конденсатора С, от которого зависит частота сорз, и выборе его емкости такой, чтобы сорз сдвигалась в сторону согм- Тогда

со и=1/жС, (5.90)

Где Rse =37 кОм - сопротивление между выводами 5 и 6. Если емкость С не оказала влияния на сорг, то значение Юр] остается таким же, какое было найдено на основании выражения (5.89). При i?3=l 5 кОм cu fei = 10 copi и емкость С (рис. 5.50) можно найти из соотношения

Юрь2 = Ю, = 103с0рм= l/i?55C. (5.91)

Предельные частоты составляют: fo=fpfei и fo ~/р2. Вследствие того, что выход усилителя не нагружен на всю компенсирую-

щую цепь, /пм может значительно превышать fo. Параметры кор-ректвруюш,их элементов и значения предельных частот, соответствующие различным значениям 1/Зо, иряведены в табл. 5.6.

Таблица 5.6

В случае исиользования ОУ в качестве инвертирующего усилителя частоту полной мощности можно увеличить посредством включения корректирующей цепи между входными выводами (рис. 5.51). При этом выход дополнительно не нагружается и комиенси-рующая цеиь не уменьшает размаха выходного напряжения.

Ю 10 ID* 10 ю^ю'

f. Гц

Рис. 5.50. ПИ-коррекцял ОУ типа цА709

Л7 10

i. Гц

Вис. 5.51. К'Орреиция ОУ (гипа {j,A709 ту входной цепи

Бели в усилителе используются конденсаторы предварительной коррекции Сз=10 пФ и С=3 иФ, то исходная характеристика определяется частотами cupi=2jtX10 кГц, cup2=2jtXl МГц и Wp3=2jtXl,5 МГц. Если корректирующая цепь выбрана из условия сйрй4=сйо и cuzfe4=cupi, то частота скорректированного полюса определяется приближенным равенством:

а i?4 и С4 могут быть вычислены по формулам:

cOp = {Cj2(i?ii?,)i? +7?J}-i, (5.92)

wft4 = pi=l/Q4- - (5.93)

Коррекция такого типа обеспечивает полную .выходную .мощность на частотах вплоть до 300 кГц и скорость нарастания выходного сигнала 2.2 В/:мкс, но имеет недостаток, заключающийся в ухудшении шум'овых характеристик. Увеличение коэффициента шума вызвано расширением полосы шума. Однако этот .недостаток сравнительно легко преодолевается путем комбинации способов коррекции, показанных на рис. 5.50 и 5.51, что дает приемлемый компромисс меж,ду показателями шума и скоростью нарастания выходного сигнала.

5.7.2.2. Усилитель типа цА741 фирмы Fairchild

Цри разработке ОУ типа цА741, выпуск которого начат в 1968 г., использовалось все лучшее в интегральной технике, что имелось к концу*60-х годов: дополняющие транзисторы с вьюо.ким коэффицивнто.м усиления, со стабилизированным коэф.фициенто1М усиления, конденсаторы с МОП-1Структурой, совместимые с интегральной технологией. В результате модель цА741 во многих отношениях превзошла ОУ типа цА709: высокое ди1ф]ференциальное напряжение может быть приложено ко входам, защищенным от самоподдерживающегося режима насыщения, входное напряжение смещения легко компенсировать, имеется встроенная цепь частот- ной иорренции и защищенный от коротких замыканий выходной каскад, работающий в режиме класса АВ.

Принципиальная схема и основные параметры ОУ приведены на рис. 5.52 и в табл. 5.7. Как видно, во в.ходном дифференциальном каскаде используются комплементарные транзисторы Ti, Т;

Ат/тенсацад 6 смещения 4 j

Рис. 5.52. П.р.иицип.иалшая ох.ша ОУ типа хА74-1 174

и Гг, Г4, включенные по Таблица 5.7

каскодной схеме. Активной нагрузкой каскада является фазосуммирующая цепь на транзисторах Ts-Г7. Второй каскад состоит из усилительной пары транзисторов Tie, Ти, включенных но схеме ОК и ОЭ соответственно. Коллекторной нагрузкой является используемый в качестве источника тока транзистор Г13. Выходной каскад, выполненный на транзисторах Гм и Г20, работает в режиме класса АВ при помощи цени смещения на транзисторах Tis и Tig. Усилительный каскад на транзисторе Г22, включенном по схеме ОК, введен для развязки выходного и второго каскадов. Защита от перегрузок осуществляется с помощью транзистора Г22, база и второй эмиттер которого образуют диод, ограничивающий ток транзисторов Г-.е

и Г17.

Из четырех транзисторов первого каскада Ti и Г2 представляют собой п-р-п т1ра1Нзисторы с большим коэффициентом усиления, а Гз и Г4 являются дополняющими Т1ранзисторами с небольшим коэффициентом усиления, сегменты коллектаров которых используются для введения местных обратных связей. В качестве активной нагрузки применяются источники тока на транзисторах Г5 и 7б, динамические сопротивления которых находятся в пределах 3-5 МОм. Входной каскад работает при весьма малых токах эмиттера (примерно 15 мкА). Поскольку в следующем усилительном каскаде транзистор включен по схеме ОК, он имеет очень большое входное сопротивление, что обеспечивает коэффициент усиления входного каскада по напряжению более 60 дБ.

Напряжение смещения входного каскада можно сделать равным нулю, изменяя токи транзисторов Г5 и Ге при помощи потенциометра с сопротивлением 10 кОм, подключаемого между выводами 1 я 5. Поскольку диапазон изменения напряжения смеще-, ния +15 .мВ, этот потенциометр обычно не позволяет осуществить ; точную регулировку. Грубую регулировку можно улучшить при иомощи последовательного включения резисторов, как показано на рис. 5.53.

При рабочем токе эмиттера 0,7 мА каскад ОЭ обеспечивает коэффициент усиления по напряжению примерно 50 дБ. Падение напряжения в цепи смещения транзисторов Tis и Tig задает ток покоя эмиттеров выходного каскада примерно 60 мкА. Этого до-