Внутреннее сопротивление источника сигнала Rr, имеющее конечное значение, также вносит свой вклад в выходное напряжение шума. Эффвктиеное значение этого вклада, ощределяемое тепловым шумом, ,-

Y ulVkTRB,

(5.54)

можно учесть, как показано на рис. 5.346. Таким офазом, в соответствии с формулой (3.32) коэффициент шума можно представить:

F = {и% +Tus Rl)/ul. (5.55)

Поскольку 1?ш и зависят от частоты, в технических характеристиках лолжн|,1 приводиться характеристики распределения плотности мощности шума, представляющие собой частотную зависимость нормированных по отношению к полосе шириной 1 Гц напряжения и тока щума (рис. 5.35).

70 70 70* 70 7Р^(Гц /о 70 70 70 70* 70 TOf/ii

Ряс. 6.,315. Типичные даитрнльные характеристики шума

Если известны расцределения плотности мощности шума, сопротивление источника сигнала и частотная характеристика усилителя, приведенное к входу усилителя эффективное напряжение шумов можно определить следующим образом:

-*ШЭфф

1 ш(/)(Л(/)/Л)/ f=0

1 i-{f){A{f)lA,fd! AkTR,] {A{})lA,fuf

(5.56) (5.57) (5.58)

2г1гшэфф -

Lfio

{f)\Z,\A{f)/Aofdf

4У^Г J Re{Z,){A{f)/A,fdf

(5.59) (5.60)

Два последних выражения применяются в случае комплексного сопротивления источника сигнала.

В вы1ражениях (5.56) - (5;60) отношение A{s)JAo представляет собой зависящее от частоты относительное усиление шума, где Aif) = \Au (s) I =\Au (j2nf) I и Ao=Au являются частотно-зависимым коэффициентом усиления шума и его среднечастотным значением соответственно.

Процесс усиления шумов можно изучить с помощью моделей, приведенных на рис. 5.36. Для неинвертирующих усилителей выходное напряжение определяется выражением

Zi + Z AuJsyZi

IRT.TV -

Zi Z + Z + Au{s)Z

( bx + ti

(5.61)

и частотно-зависимый коэффициент усиления шумов Л ц (s) равен коэффициенту усиления сигнала усилителя с обратной связью Atiis), задаваемому формулой (5.7). Для инвертирующих усилителей (выходное напряжение

Аи (S) Zi

Zi Zi + Z + Au(s)Zi вхН---- тшэффj .

(5.62)

Вых

Вых

Рис. 5.316. Модели, поясняющие мехаииэм .усилеивя шума: - леиивертирующйй ус.ил1ИТ€яь с юфатйой связью; б - инвертирующий усилитель 1С обратной связью

Различие между коэффициентом усиления шума и коэффициентом усиления сигнала для усилителя с обратной связью легко обнаружить, рассмотрев отношение первого к второму:

= oc(s) (2i+22)/22= oc(5) (ад) (1(5-63)-

Выражение (5.63) .показывает, что если Z2 Zi, т. е. Аи> >1, то коэффициенты Au{s) и Л^ (s) практически равны.

Аналогичное различие можно обнаружить и для инвертирующих суммирующих усилителей, в которых выходное напряжение и коэффициент усиления шума по t-му входу (см. рис. 5.37 и § 6.1) соответственно равны:

i + Au{s)+f-

i=l -i-i

Тшэфф

m у \

£=1 1

-2 \ t=l li /

f MLb/= J [Л(/)]М/==5

(5.64) (5.65)

(5.66)

P- c. 5.37. М'ОД€ль, поясняющая усиления шума в сум1М.и1рующем Рующбм усилигеле

механизм ииверти-

в выражениях (5.56) - (5.60) можно' представить эквивалентной полосой частот шума:

5ш = /ш2-(5.67)

Здесь Бш определяется протяженностью участка идеальной частотной характеристики, на который приходится такая же мощность шума, как и на реальный диапазон частот (рис. 5.38).

В случае белого шума эквивалентные граничные частоты и реальные значе-

ния частот, на которых коэффициент передачи снижается на 3 дБ, находятся в соотношении, приведенном на рис. 5.38. Здесь же приведены значения /ш/Ьдб Для различных наклонов амплитудно-частотных характеристик за пределами рабочего диапазона.

.Подынтегральные выражения в формулах (5.56) - (5.60) можно упрОСтить, записа.в и 1ш(?) в виде

ш(/) =И^бт + \шл(/ш1 ).

ш(/) = бш+4шл(/ш1 )-158

(5.68) (5.69)

1 D.7

fuiT

futz Igf

Вис. 5.38. Оввъ полосы пропускания ОУ с (полосой шумов

где бш и i6m - составляющие белого шума; umn/i и Г7

- составляющие избыточного шума на частоте /шь

В отличие от составляющих белого шума, спектральные плотности которых постоянны в диапазоне частот /mi-Дпг, составляющие избыточного шу-

Рис. 5.i39. .Разложение шума усилителя (Н.а составляющие .белого и из-быточиого ШуМ'ОВ

70 70~ /Б>

70 70 70 70* 70 707/4 fiul

ма уменьшаются с увеличением частоты пропорционально 1/f (рис. 5.39).

Подставляя .выражения (5.68) и (5..69) в (5.56) - (5.60), получим

ш эфф= VВш + /ш1 и\ mfi in (/ma/fmi)

(5.70)

/?ггшэфф = /?г1г'бшАп + /ш11ишл1п(/ш2 ш1). (5.71)

ft Эфф == К4 Т = 1 1.65 10-20 . (5.72) .

Полное эффективное напряжение шума на входе и коэффициент шума определяются выражениями

(5.73) (5.74)

% эфф= Эфф -Ь ш Эфф + И^й Эфф,

--= ( ш Эфф + /?г г'ш Эфф -f Эфф)/И' Эфф.

Коэффициент шума имеет минимум щри соиротивлении источника

сигнала

/г opt - ш ЭффАш Эфф-

(5.75)

:При заданном сопротивлении источника сигнала оптимальный коэффициент шума транзисторно.го усилительного каскада можно получить, выбирая ток покоя эмиттера из условия получения ми-

кимального коэффициента шума или применяя согласующий трансформатор. С этой точки зрения внутреннее сопротивление Л'с заданного источника сигнала становится важным параметром.

Несколько иная ситуация складывается в интегральных ОУ, где трудно изменить отдельные параметры, и нельзя использовать согласующие трансформаторы. Теперь задача заклю.чается не в минимизации коэффициента шума, а б достижении возможно меньшего суммарного нап|ряжения шума, определяемого выражением (5.73). В ооответствии с этим .Rr следует уже не оптимизировать, а минимизировать. Благодаря наличию пропорциональности между входным током покоя и входным током шума ОУ с малым входным током покоя шумят меньше, если даже сопротивление источника сигиала относительно велико. Необходимо отметить, что подключенные к обоим .входам усилителя сопротивления обычно больше, чем фактическое сопротивление источника сигнала. Это обусловлено наличием .сопротивления Ra=Ri\\R2, обеспечивающего компенсацию входного тока .покоя.

В вьюокочуБствительных усилителях постоянного тока преобладающим является избыточный шум. Одна.ко другая составляющая шума, которая обусловлена .неоднородностью полупроводниковой структуры, может также оказаться весьма значительной. Импульсный шум .вызван коммутационными наводками или действием центров рекомбинации, которые зависят от качества материала и технологии иеготовления.

На частотах ниже 1 Гп щум проявляется в виде спонтанных флуктуации сигнала. Для описания таких составляющих лучше применять не эффективное значение, а размах напряжения шума.

5.7. Выпускаемые модели

В данном параграфе дается выборочное описание некот.орых моделей выпускаемых ОУ и на основании этого представление о типовых практических решениях.

Параметры усилительного устройства могут иметь большее значение для одних .применений и меньшее - для других. Одвако обычно одни характеристики усилителей нельзя улучшить, не ухудшая другие. Общий метод решения .проблемы заключается в одновременной разработке необх1одим.ого числа .модификаций схем. В большинстве случаев это приводит к созданию семейства схем, сходных по конструкции, но различаю.щихся диапазоном рабочих температур и другими нормируемыми техническими характеристиками. Отдельные м.одификации семейства могут выпускаться в различ1ных корпусах, что также влияет как иа диапазон рабочих температур, так и на допустимую мощность рассеяния. В условных обозначениях модификаций их особенности учитываются нведением дополнительных цифр и букв.

В последующем изложении большинство схемных модификаций описывается упрощенно, в частности, элементы с распределенными параметрами, имеющие паразитные нагрузки, изображаются в

виде элементов с сосредоточенными шараметрами. В ряде случаев один элемент используется для изображения сложной вспомогательной цепи. Нумерация выводов соответствует металлическим корпусам с восемью или десятью выводами (ТО-99, ТО-100).

5.7.1. Первый интегральный ОУ типа uiA702 фирмы Fairchild

Усилитель типа р,А702 является первым ОУ, изпотовленным по интегральной технологии и выпущенным в 1963 г. Эта модель, поспроенная полностью на п-р-п структуре, имеющая весьма скромные характеристики и отражающая уровень техники начала 60-х годов, безусловно не может отвечать всем современным требованиям. Причиной, по которой она детально рассматривается здесь, является простота конструкции и удобство демоистрации на ее примере различных методов частотной коррекции. Принципиальная схема ОУ показана на рис. 5.40, а основные характе-

s

Rz 2k

R 8H

X p.

Частотная д

Rrr Z6A

о

Рис. 5.40. 11рни(ци1пяя.л-ьная сжмя ОУ тагаа iA702

ристики приведены в табл. 5.3. Из схемы в'идно, что усилитель состоит из хорошо известных функциональных узлов: дифференциального входного каскада (транзисторы Ti, Т2 и источник тока на i ?з), второго дифференциального каскада, используемого в качест-jBe фазосуммирующей схемы (Ti, Т5), буферного каскада с ОК (Уб) и ВЫХОДНОГО каскада с положительной обратной связью (Гу,

с целью улуч1шения характеристик в области высоких частот i в дифференциальных каскадах применены низкоомные коллекторные резисторы. Для получения удовлетворительного коэффициен-

6-136 161

та усиления по напряжению транзисторы Ту, Гг и Тц, Тъ работают при относительно больших эмиттерных токах, равных 200 и 950 мкА соответственно. Если номинальное значение коэффициента усиления по току р принять равным 150, то п|ри указанных значениях змиттерньгх токов Л„, -8,8 и -200.

Явых, Ом

*5И осО =1) В/мкс

Ubx с max, В

выхтах№>10 кОм), В вых max, мА

3,5 0,5,-4

±4 50, -2

Транзисторы Те и Ту работают лри токах эмиттеров 1 и 2 мА соответственно. Первый используется в качестве эмиттерного повторителя с единичным коэффициентом усиления, а второй обеспечивает коэффициент усиления каскада Аи ~2 [см. выражение (4.154)]. Таким образом, общий коэффициент усиления по напряжению Ли- 3600.

Допустимый диапазон синфазной составляющей входного напряжения не очень широк. Поскольку эмиттеры транзисторов и Гб заземлены, то при уровне синфазной составляющей входного сигнала положительной полярности, превышающем несколько десятых долей вольта, имеющегося запаса коллекторного напряже-кия транзисторов Ti и Гг оказывается недостаточном. Вследствие того, что диоды переходов коллектор-база насыщенных транзисторов становятся проводящими, входной каскад, работающий в режиме нормального инвертиров.ания фазы, выключается и входы соединяются непосредствено с базами второго каскада. Если это происходит, неинвертирующий вход начинает работать как инвертирующий, и наоборот. При этом обратная связь в ОУ, действующая как отрицательная в нормальных условиях, становится положительной.

Положительная обратная связь может удерживать усилитель в таком насыщенном состоямии, если только ток обратной связи превосходит / i. Для схемы инвертирующего усилителя (рис.

5.41а) пороговое условие переключения в сарМОПО:Ддерживаю.щийся режим насыщения можно записать

f/+Bbzx шах RARi+R.)-b3 > Rl R. hARi+R), (5-76)

где и+вых max - маисямальное выходное напряжение положительной полярности, которое примерно на 1 В меньше напряжения питания и+а.

Р.И1С. 5.41. Защита ОУ типа iA702 от 1С1а1мопо1Д!Д1ержн1Б.ающется реж1вма насыщения

Еще более неблагоприятным с этой точки зрения оказывается применение рассматриваемого ОУ в составе интегратора (рис. 5.416), в котором через цепь источник пита]ния - земля - транзистор Tj, переход база-коллектор транзистора Ti п переход база-эмиттер транзистора Г4 протекает практически неограниченный ток, переводящий ОУ в указанный режим насыщения. Если интегрирующая емкость велика, ее разрядный ток может достигнуть разрушительных для цепи значений. Цростейший способ защиты перечисленных транзисторов заключается в подключении блокирующего диода между инвертирующим входом и землей (см. рис. 5.416). Входное синфазное напряжение отрицательной полярности ограничивается коллекторным напряжением транзистора Г3.

В^следствие использования выходного каскада типа ОК и асимметричной связи с источниками питания максимальные значения выходных напряжений и токов зависят от полярности выходного сигнала. Если полярность положительна, то выходной ток, протекающий через транзистор Г7, ограничивается допустимыми мощностью рассеяния и током транзистора, которые соответственно равны 300 мВт и 50 мА. Выходной ток отрицательной полярности ограничен током покоя эмиттера транзистора Г?, равным 2 мА. Последний может быть увеличен до значения, ограничиваемого допустимой мощностью рассеяния, путем присоединения внешнего резистора между выходом- и отрицательной шиной питания U+a-

Частотная характеристика определяется передаточной функцией

Аи (S) = А [(1 +S/C0p,) (1 +52) (1 +Нз)]

(5.77)

¥0 20 О

/0 10* 10 10 mf.rn

Рис. 5.42. АЧХ нескорректированного ОУ типа [хА702 80

/0 Ю* 10 fOffn

Рис. 5.43. И-коррекция ОУ типа р,А702

\Лц\,4е

40 20

О

10 10* 10 10 10 тЧга,

Рис. 5.44. ПИ-коррекция ОУ типа лА702 164

три полюса которой расположены на частотах примерно 800 кГц, 4 МГц, между частотами 30 и 40 МГц (рис. 5.42). Первый полю,с оаределяется двумя факто|рами: входной емкостью транзистора Ть, увеличенной з.а счет эффекта Миллера, и выходным сопротивлением первого дифференциального каскада. Второй полюс обусловлен частотно-зависимым коллекторным оошротивлением транзистора Гб, а третий - частотными свойствами выходного каскада.

Чтобы исключить 1Возможность возникновения генерации при введении обратной связи, необходимо предпринять определенные * меры. Фазовый сдвиг в районе второго полюса составляет примерно 135°. Считая обратную связь частотно-независимой, запас по фазе, равный 45°, может быть получен только при коэффициенте усиления петли

luo Pol =4 МГц/0,8 МГц-5, т.е. 14 дБ.

При ноэффициенте усиления петли, превышающем 14 дБ, запас по фазе становится (недостаточным и появляется необходимость в частотной коррекции.

Переместить первые два полюса не представляется возмож-иым, поскольку соответствующие каскады не имеют выводов. Однако к базе транзистора имеется доступ через вывод 6. Это позволяет понизить частоту третьего полюса путем включения внеш- ей емкости между этим выводом и землей. Новая частота полюса определяется формулой

т=1/бС, (5.78)

где /?б=8 кОм - сопротивление между выводом 6 и землей; С - внешняя корректирующая емкость.

Скорректированная Т1рехполюсная передаточная функция приведена на рис. 5.43. Частоту сор/г следует выбирать в соответствии с заданным коэффициентом усиления петли. Это можно сделать путем установления соотношения между (Лры и copi (copi - частота, на которой запас по фазе равен 45°):

№1 Р11Л.РоГ'- (5.79)

Для усилителя с обратной связью, выполненного на базе скорректированного яА702, диапазон коэффициента усиления петли ! ограничивается частотой fo=fphi, а диапазон усилителя, охваченного обратной связью, - частотой / м. Поскольку корректирующий конденсатор влияет на работу выходного каскада, частота полной мощности имеет тенденцию к понижению. Она очень близка к fo (предельной частоте снорректированного ОУ).

Предельную частоту усилителя и частоту полной мощности можно увеличить, если использовать так называемую иропорцио-кально-интегрирующую (ПИ) коррекцию. Ее суть заключается во введении в передаточную функцию полюса и нуля посредством включения последовательной 7?Снцепи между выводом 6 и землей.

(Тогда 165