в ооответствии с необходимым коэффициентом усиления усилителя € обратнюй связью или с учетом обеспечения необходимого запаса устойчивости. Практически кчррекция заключается в иополь-зоваиии приведенных в табл. 5.2 корректирующих цепей для перемещения имеющихся полюсов или для введения новых полюсов и нулей в передаточную функцию усилителя или цепи обратной связи.

Кцрректирующие элементы могут быть ©ведены в каскады усилителя или в цепь обратной связи (]рис. 5.24). В первом случае

1н

1

т

Вых

о и Вых

т

1н г к

Рис. 5.24. Частотш'ая коррекция три помощи встроевных элемшггов

корректирующие цепи включаются между выходом каскада и об-щей шиной или между выходом и входом каскада. Второй вариант предпочтительнее, поскольку элементы-, реализующие параллельную обратную связь \ui,AB \г\.дБ по напряжению, могут

иметь большие значения полных сопротивлений. Следовательно, их можно выполнить при помощи емкостей меньших номиналов.

Чтобы скорректиро- > вать Au(s) или Ta{s), необходимо знать взаимосвязь между Аи (s) и

В простейшем случае скорректированное усилительное устройство строится таким образом, чтобы в его передаточной функции имелся один преобладающий полюс и ча-

ТОО

-80 lo f.ro,

Рис. 5,25. Обвспегчение фто=90° в случае передаточной характеристики 13а,М1Кнутого ОУ с

ЮДИИМ полюсом (/р2>/оос)

Основные схемы частотной коррекции

Эквивалентная схема

Частотная характеристика

Передаточная функция

без коррекции

с коррекцией

Примечание

fiCli-Cff) RC

И-коррекция (смещение полюса)

ПИ-коррекдия

{введение полюса и нуля)

Окончание табл. 5.3

Л

Л

[l+s{i?+i?ft)Cft][l+-

ПИ-коррекция (преобразование полюса)

R1 + R2

R1 + R2 l+s(i?illi?2)Cfe

ПДгКорреиция (введение нуля и полюса)

стота CUJ52 превышала частоту шоос по крайней мере в 10 раз (рис. 5.25). Тогда динамические свойства усилителя можно описать передаточной функцией с одним полюсом:

AAs) = AuJ{\+s/wo). (5.34)

Если рассматривать случай частотио-независимой цепи обратной связи, .кодда §=о, произведение ноэффициента усиления на ширину волосы про.пускания усилителя с обратной связью такое же, 1как и для усилителя без обратной связи:

4ос (S) = И о /(1 + 0 Ро)] Я +s/(l + Л„ Ро) <оГ. (5.35)

Как следует из вы)ражения (5.35), валас устойчивости по фазе фт=90°, время нарастания переходного процесса при ступенчатом воздействии =2,2/0)0 , кривая переходного процесса не содержит выбросов.

Соотношение между частотами, при котором (оо не превышает 0,1шр2, можно обеспечить путем увеличения частоты, соответствующей второму полюсу, или уменьшения полосы пропускания. Однако первый вариант практически трудно реализуем, второй вариант прост в реализации, но неэкономичен с точки зрения использования его потенциального быстродействия.

Если частота, соответствующая второму полюсу, едостаточно далеко отстоит от соо^ то ее влиянием нельзя пренебречь. В этом случае для описания усилителя следует применить передаточную функцию с двумя полюсами:

Ли (S) = Аи, [(1 + s/сои) (1 + s/сои)]-- (5.36)

При частотно-независимой обратной связи передаточная функция принимает вид

+ f± +

i+Лио^о \(р1

о

1 \ , 1

Если соотношение частот copi и сорг выбрано из условия

(5.37)

copMpi = Аи, Ро + КА\ р^о-1 2 Л„ Ро, (5.38)

амплитудно-частотная характеристика будет максимально плоской и граничная частота (рис. 5.26) будет раина

/оос=/ра(1+Л„Ро)/( оРо+

+ УА\ \-l)?fpjV- (5.39)

При Ли Ро>1 фазовый сдвиг на частоте fo составит - 125°, откуда запас устойчивости .по фазе фт=б5°. Время нарастания переходного процесса и выброс равны 2,15/а>о^ и 4,3% соответственно.

Если отношение вышеупомянутых частот полюсов выбрано из условия

Р2/ Р1 = 0.5 (3 Л„. Ро + 1+ К(3 Л„ Ро + 1)-4) 3 Л„. Ро- (5.40)

то максимально плоской оказывается фазовая характеристика, а граничная частота, как показано на рис. 5.27, равна

/оос = 0,45/,2. . (5.41)

Время нарастания и выброс изменяются по сравнению с предыдущим случаем и составляют 2,73/а)о и 6=0,43% соответст-

ео ю го о

ю

20 О

-¥0 -60 .

720 100 80

W 20

о

\т\.дб

60 W 20

О -20

/0 70 JO /0 /0 Ю^/.Гщ 70 70 70 70 70 70/0,

Рис. 5.26. Реализация максимально Рис. 5.27. Реализация максимально

ПЛОСКОЙ частотной характеристики в плоской фазовой характеристики в

случае передаточной характеристики случае,передаточной функции замкну-

замкнутого ОУ с двумя полюсами того усилителя с двумя полюсами

(fp2/fpl= 2ugPo) {fp2/fpi 3 gPo)

В обоих случаях, пока выполняется соотношение Л„ Poiil. расчет цепей коррекции усилителя .с обратной связью, ио существу, заключается в выборе отношения 0 /сорг, при котдром фазовая характеристика была бы максимально плоской.

Другой простой и поэтому широко распрост1раненный способ заключается в выборе

а)р,/(Вр1 = А, Ро и /оос = 1.27 /р2- (5.42)

В этом случае фт=45°, и=1,62/(Оо и 6=16,4%. Вследствие ограничений, накладываемых на размах выходного сигнала, и требований к стабильности .коэффициента усиления, верхняя граничная частота значительно ниже fo. Поэтому небольшой всплеск, около 2,2 дБ, на амплитудно-частотной характеристике вблизи частоты /оос не попадает в рабочий диапазон и его нельзя учесть (рис. 5.28).

в ряде практических случаев разнос между частотами ojpi и (Вр2 может быть небольшим, в результате чего частота сорз оказывается весьма удаленной от этих двух частот. Принимая o)p2= =.аа)р1, получаем

К (S) = Л„ [(1Ч- as/cDp,) (1 Ч-s/o),.,)]-!. (5.43)

При таких условиях улучшенные частотные характеристики и расширенный частотный диапазон могут быть получены при ис-

Ш.ДБ 720

700 80 ВО W 20 О

\г\.дв во

\Ди\ЛЛ\.ЛВ 700

\Т\,ДБ 80

70 Ю-

70 70 70

70fM

Рис. 5.28. Обеспечение фт=45° в случае передаточной функции замкнутого ОУ с двумя полюсами (fpilfpi =

Рис. 5.29. Реализация максимально плоской частотной характеристики при помощи частотно-зависимой цепи обратной связи

польэоваиии частотно-зависимой дифференцирующей цепи обратной связи, имеющей передаточную функцию (рис. 5.29):

Р (S) = Ро (1+ sM ,)/(I + s/a>pj. (5.44)

Бели частота сор настолько высока, что ею можно прене-

бречь, передаточная функция замкнутого усилителя имеет вид:

+ Ли, Ро

1+а

\ а

(5.45)

zoc J 1 -h uo Ро а С02р2

Амплитудно-частотная характеристика оказывается максимально плоской, если

V2a(Au, Po+IM +a)

V s

0 Po

при этом

(5.46) (5.47)

Другой сиособ исоюльзования частотно-зависимых цепей обратной связи заключается в применении так называемой входной коррекции, при которой инвертирующий вход ОУ соединяется с общей шиной через частотно-зависимое полное сопротивление Zh (рис. 5.30). В этом случае коэффициент усиления и коэффициент передачи цепи обратной связи соответственно равны:

Р = {R IIZ, II г д): {R + R IIZ, IIZ д). (5.48)

где Zh можно выбиратЬ из условия получения требуемой частотной характеристики коэффициента усиления петли fn(s). Корректирующая цепь не нагружает усилитель, ;в результате чего скорость нарастания выходного сигнала и частота полной мощности не уменьшаются.* Однако коэффициент шума сохраняется относительно высоким, так как коэффициент усиления шумов больше, чем коэффициент усиления сигнала (ом. § 5.6).

Для коррекции можно применять также частотно-зависимую положительную обратную связь. В отличие от простой коррекции, которая заключается в перемещении полюсов передаточной функции, этот способ позволяет исключить некоторые каскады, например огр-аничивающие частоту полной мощности и/или низкочастотные каскады на р-п-р транзисторах. На практике для такой коррекции используются конденсаторы, шунтирующие неинвертцрую-щие каскады (рис. 5.31).

Рис. .5.1ЗО. Частотная коррекция Рис. 5.31. Частотная коррекция при помо-ОУ ibo входаой цепи Щ'и перелагай оипнала на пойлещующие кас-

кады через 1частотн-о-31а:в.ис1И1мую цепь

Последние два способа - входная iKqppeKnnn и частотно-зависимая положительная обратная связь, обеспечивающие высокие скорости нарастания выходного напряжения, применяются в тех случаях иоада необходимо разработать быспродействующий инвертирующий усилитель с обратной связью.

Если можно цренебречь дополнительньрми эффектами, то коэффициент усиления петли, .легко описать передаточной функцией с двумя полюсами. Важнейшими дополнит€льны1ми факторами являются третий полюс; доюолнительные фазовые сдвиги., которые приводя1Т к увеличению фа ктическопо фазового сдвига по дравне-кению со сдвигом, даваемым вышеупомяянутой передаточной

функцией с двумя полюсами; входная емкость, вызывающая появление дополнительного нолюса в случае использования высоко-омной цепи обратной связи; выходная емкость нагрузки, также вызывающая появление дополнительного полюса в функции коэффициента усиления петли.

Для практических целей обычно рекомендуется учитывать эти факторы путем введения некоторой избыточной иорренции передаточной функции усилителя.

Вносимые входными емкостями фазовые сдвиги могут быть скомпенсированы параллельным включением конденсатора, как показано на рис. 5.23а. Если Сг и R2 удовлетворяют условию

CR = CR = CRb, (5.49)

то p(s) и Z2/Z1 не зависят от частоты, а при

CRCxARxWRbx (5-50)

частотная независимость ограничивается только параметром P(s), Часть фазового сдвига, вносимого емкостью нагрузки Сн, также можно скомпенсировать, выбрав емкость Сг несколько большей.

бык

Рис. 5.32. .Компеясация входной емкости (а); компенсация бмкости агрузки i (б)

чем дают вышеприведенные выражения. Если, однако, емкость нагрузки велика, желательно последовательно с Сн включить резистор Rs с сопротивлением 50-=-100 Ом и компенсировать ее действие при помощи емкости

CRsC/R, (5.51)

как показано на рис. 5.326. Если Rs<.R2, эта емкость приведет к тому, что проводимость прямой передачи цепи обратной связи изменится от исходной

foe 1 l+sC,R, + sC,CR,R.

вых 2 i 1 . г)

до скорректированной

ОС

вых R2

l+sCRs

(5.53)

г Rj

Uffbix

flfs)

J3(s)

R3 Rz

Rh Cul

60 <hO

zo 0

JO 10 lO 70 70 70Щ

10 70 /0* 70 10 Wf/n

Рис. 5.33. Нахождение запаса устойчивости в случае частогнЬ-заволимой обратной связи

Из выражений (5.52) и (5.53) видно, что обусловленный емкостью Сн полюс замещен нулем передлточной функции.

Реализация желаемой частотной хар^актеристики яавляется общей проблемой проектирования усилителя с обратной связью. Показатели устойчивости могут быть определены на основании анализа соотношения частоты и коэффициента усиления петли. Простейший способ заключается в построении диаграмм Боде в единой системе координат: одной - для усилителя, а другой - для параметра 1/P(s), т. е. для функции, определяющей желаемую характеристику. Поскольку эти две кривые пересекаются на частоте единичного ноэффициента усиления, имеющийся запас по фазе фто МОЖНО легко найти, зная фл и фр . Для этой цели обычно удобно сгруппировать все полные сопротивления усилителя - входное, выходное и нагрузки - в цепи обратной связи, как показано на рис. 5.33.

5.6. Шумы

Шумовые свойства интегрального ОУ характеризуются коэффициентом шума.

Основываясь на теоретических положениях, изложенных в § 3.6, коэффициент шума любого усилительного устройства довольно просто определить, если известны шумовые свойства транзисторов. Однако для практических целей предпочтительно использовать характеристики, базирующиеся на экспериментальных данных.

Хотя шумовые свойства предопределяются такими константами , как конфигурация схемы, технология, номинальное напряжение источника питания, рабочая температура, коэффициент шума реально зависит только от сопротивления источника сигнала и диапазона рабочих частот. Наиболее удобный способ нахождения связи между ними заключается в представлении реального усилители эквивалентной шумовой схемой, показанной на рис. 5.34а. В ней для упрощения не учитывается корреляция между эквивалентными генераторами входного тока и напряжения шума. Из1меряя входной ток при закороченном входе, а вводное напряжение при разомкнутой входной цепи, получают те же эффективные значения выходного напряжения шума, что и в реальном усилителе.

Рис. 5.34. Преаставленве .щумювых свойста ОУ при лом'ощи входных генерагаров напряжения и. ггока шума

зквявалеятиых