тенциометра. Это, с одной стороны, позволяет осуществлять независимую компенсацию напряжения и тока смещения и, с другой - минимизировать дополнительный температурный дрейф напряжения. Компенсация напряжения смещения входного дифференциального каскада может быть выполнена при помощи резисторной цепи, включенной между коллекторами, как показано на рис. 5.5а, или путем изменения эмиттерных токов, как показано на рис. 5.56. Второй способ считается более предпочтительным как с теоретической, так и с практической точек зрения.

дх1 о

ф

Рис. б.Б. Опслеобы комгаинсации смещения дафференщияльныж усшшггелей: - регулирюваеяем ясоллекторного сопротивления; б - регулированием эмнт-

тернопо тока

В большинстве случаев второй каскад также является дифференциальным. Часто он используется в качестве фазосуммирующе-го. В некоторых моделях синфазная составляющая напряжения, снимаемого с общей точки эмиттеров, которая является виртуальной землей для дифференциального сигнала, в виде сигнала обратной связи подается на источник тока первого каскада. Положительное свойство такой обратной связи по синфазной составляющей состоит в том, что она увеличивает коэффициент дискриминации ОУ.

Выходной сигнал второго дифференциального каскада подается на третий усилительный каскад либо непосредственно, либо через

цепь смещения уровня. Вследствие малого входного сопротивления цепь отделяется от второго усилительного каскада эмиттерным повторителем.

Третий усилительный каскад, включенный по схеме ОЭ, выполняет функции управления выходным каскадом и расширения динамического диапазона по напряжению. В большинстве современных интегральных ОУ используются выходные двухтактные каскады в режиме класса АВ, преимущество которых состоит в том, что они обеспечивают значительную выходную мощность даже при малых входных токах покоя.

Для ограничения тока выходного каскада в режиме короткого замыкания могут применяться вспомогательные схемы защиты.

В течение нескольких последних лет в ряде фирм-изготовителей ОУ сложились более или менее оригинальные школы разработчиков интегральных схем. Достаточно полное сравнение различных семейств ИС позволяет выделить всего лишь две базовые концепции их построения. Одна из них ориентирована- на п-р-п структуры, другая отдает предпочтение совместному использованию п-р-п транзисторов и р-п-р транзисторов с регулируемым коэффициентом усиления.

Первая из них имеет то преимущество, что частота единичного коэффициента усиления fi усилителя оказывается выше, поскольку п-р-п транзисторы имеют большие предельные частоты.

Вторая концепция позволяет разработчику упростить схему усилителя и уменьшить число каскадов. Большая простота схемы и меньшее число каскадов обусловливают меньший дополнительный фазовый сдвиг и тем самым упрощают частотную коррекцию усилителя.

Этими различиями объясняется то, что модели с использованием комплементарных усилительных каскадов получили преимущественное распространение в низкочастотной области. Схемы, ори-.ентированные на п-р-п структуры, применяются только в случае необходимости удовлетворения некоторых жестких требований, предъявляемых к ширине полосы пропускания, что сопровождается повышением сложности изготовления и эксплуатации. Необходимо отметить, что р-п-р транзисторы широко применяются в выходных каскадах даже в моделях, ориентированных на п-р-п структуры.

5.3. Параметры

Стандартный набор технических характеристик ОУ включает большое число параметров. Некоторыми из них следует руководствоваться при выборе типа ОУ, в наибольшей степени подходящего для конкретного применения, а другие предназначены для использования в качестве исходных данных при проектировании. Всегда приводятся значения или диапазон значений таких пара-Метров, как напряжение питания и окружающая температура.

Наиболее важные параметры ОУ подробно рассматриваются

Входной ток покоя /вх равен среднеарифметическому значению двух токов покоя баз (или затворов) дифференциального входного каскада при отсутствии внешнего сигнала, т. е.

/вх = (4х1 + /вх2)/2.

(5.8)

Для ОУ токи покоя баз (или затворов) представляют собой входные токи, необходимые для обеспечения вых=0 (см. рис. 5.6).

Входной ток смещения /вхсм определяется как разность двух входных токов, при которой выходное напряжение становится равным нулю, т. е.

/вх см - (/вх 1 /вх г) I Е.вых=0. (5-9)

Р,ис. 5.6

Поскольку ток смещения является разностью входных токов, то чем меньше входные токи покоя ОУ, тем меньше его ток смещения.

Входное напряжение смещения ?7ех см- это то напряжение, которое необходимо приложить между входными зажимами для установления нулевого напряжения на выходе, т. е.

/вхсм=(вхи-вх )1и, ,0. (5-10)

дрейф входного тока смещения Ibxcm определяется как отношение изменения входного тока смещения к изменению окружающей температуры (рис. 5.7а):

вхсм = А/вхсм/А/ (5.11)

[см. выражение (4.89)]. В технических характеристиках иногда приводится значение дрейфа, соответствующее ДГ=1°С, которая, по существу, является температурным коэффициентом /вхсм.

-50 -25 О Z5 50 75 100 Т°С ~SO -25 О Z5 50 75 700 Т°С

Рис. 5.7. 3a.BiHC iMioCT.b .параметров омещени-я от твм1пера.туры

128

дрейф входного напряжения смещения вхсм определяется как отношение изменения входного напряжения смещения к изменению окружающей температуры (рис. 5.76):

вхсм = А^вхсм/А7 (5.12)

[см. также выражение (4.88)]. В технических характеристиках иногда приводится значение дрейфа, соответствующее ДГ=1°С, которое, по существу, является температурным коэффициентом

Ubx си-

Временной дрейф Ubxt изменяется скоростью изменения входного напряжения смещения за время, прошедшее после включения ОУ. Он состоит из двух составляющих: быстрого начального дрейфа, определяемого тепловой постоянной времени усилителя (рис. 5.8а), и медленного дрейфа, обусловленного поверхностными эффектами (рис. 5.86).

60 -

1 01134-5618 д.ь,тн

го О W0 ООО 800 ±,ч

Рис. 5.8. Изменение напряжения юмещения ею iBipeMeHB: о-.начальный териод лри .номинальном /бхсм<1 .миВ; б - длительный ое-

-риюя работы

Коэффи.циент подавления изменения напряжения питания, чувствительность к изменению напряжения питания 5п+, -Sn . Чувствительность к изменению напряжения питания, или коэффициент подавления изменения напряжения питания, определяется как отношение изменения входного напряжения смещения к изменению напряжения питания, вызвавшему его:

вх п

д [Г-=о

At;;

Д [J+=0

(5.131

Изменение напряжения смещения рассматривается как дрейф, зависящий от напряжения питания.

В случае питания от двух источников напряжения чувствительность к напряжению одного из них измеряется при фиксированном значении напряжения другого. В технических характеристиках этот Параметр имеет размерность: мкВ/В или дБ.

5Н136 129 .

Зависящий от напряжения питания дрейф входного напряжения смещения всегда сопровождается зависящим от напряжения питания дрейфом входного тока, который возникает вследствие конечных значений входных токов покоя. Однако при достаточно малых сопротивлениях источников сигнала этот дрейф пренебрежимо мал.

коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой обратной связи А^ос. Коэффициент усиления ОУ без обратной связи определяется как отношение выходного напряжения к дифференциальной составляющей входного сигнала низкой частоты при отсутствии обратной связи и нагрузки на выходе

Ко =Ивых/г^вхд- (5.14)

Вследствие нелинейности характеристики передачи коэффициент усиления по напряжению зависит от выходного напряжения. Эта зависимоеть часто учитывается путем измерения коэффициента усиления при большом напряжении сигнала и не слишком большом размахе выходного: напряжения (обычно от ±5 до ±10 В).

Коэффициент усиления синфазной составляющей напряжения A равен отношению выходного напряжения к синфазной составляющей входного сигнала низкой частоты при отсутствий нагрузки на выходе

<;о== еых/ вхс- (5.15)

В технических характеристиках всегда приводится абсолютное значение, причем знак его зависит от знака преобразования и определяется типом ОУ.

Коэффициент подавления синфазной составляющей напряжения Е'и^ определяется как отношение коэффициента усиления дифференциальной составляющей напряжения (коэффициента усиления при разомкнутой обратной связи) на низкой частоте к коэффициенту усиления синфазной составляющей напряжения на низкой частоте:

Вклад входного Кис в общий /Спс, рассмотренный выше, оказывается минимальным, если последний измеряется при достаточно малом сопротивлении источника сигнала (см. также подраздел 4.4.2).

Вследствие того, что Е'и с уменьшается с ростом частоты, в технических характеристиках приводится его значение на низкой частоте, выраженное в децибелах, и частотная характеристика (рис. 5.9).

Входное сопротивление (входное полное сопротивление /?вхд. Обычно под входным сопротивлением понимается дифференциальное сопротивление по переменному току:

вхд== вхд/вх д. (5.17)

Под входной емкостью в технических харажте|ристиках также всегда понимается дифференциальная входная емиость.

На частотах свыше 100 кГц Рвхд .начинает уменьшаться, поэтому в технических характеристиках указывается его низкочастотное значение и частотная характеристика (рис. 5.10). Входное синфазное сопротивление Rbxc обычно в технические характеристиках .не приводится. Поскольку интегральные ОУ проектируются таким образом, чтобы коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала был большим, пользователь всегда может быть уверен, что сопротивление Rbxc превосходит Rbxr по крайней мере на два или три порядка. Входная синфазная емкость Свх с обычно меньше Свх д, во имеет тот же порядок.

£исо SO

ВО 40

го о

10° 10 10 10 wjofM

СВк.п' 100

1Ь

7 rof т

Рис' 5.9. SaiBiHCMiMOCT-b коэффициента Рис. 5.10. Зависимость .вхощнош юо-

подавления !С1йнфаз.вой составляющей сисивла от частоты

цротявлекия от -частоты

Выходное сопротивление (выходное полное сопротивление) Rbux. Как указьюалось выше, выходы интегральных ОУ являются асимметричными. В технических характеристиках в качестве выходного оопротивления всегда приводится линейное выходное сопротивление, определяемое по формуле

вых- вых х.х/вых к.з- (5.18)

Однако i?Bbix зависит от внутренних обратных связей и, следовательно, от частоты. На частотах свыше 100 кГц оно начинает увеличиваться. Поэтому для этого параметра в дополнение к значению на низкой частоте приводится частотная характеристика (ipHC. 5.11).

Диапазон синфазной составляющей входного напряжения t/вхстах опрсделяет границы области, в преде-, лах которой изменения этой составляющей входного напряже-ния не вызовет отклонения параметров ОУ от заданных. Приводимые в технических характеристиках максимальные положительное и отрицательное значения этого напряжения всегда Меньше напряжений источников питания, однаио для современных ОУ эта разница не превышает l-f-3 В. 5* . 131

lo Ш

Рис. 6.11. Зависимость вьюсодното ЮопротиБлания от частоты

Диапазон дифференциальной соста,вляющей входного напряжения С/вх д max определяет максимальную дифференциальную составляющую входного напряжения, которое может быть приложено менаду входами ОУ, не вызывая его по-В|реждения. С/вх д max зависит от напряжения пробоя переходов база-эмиттер транзисторов входното дифференциального каскада.

Для защиты цепей могут применяться последовательно включенные внешние сопротивления, которые в случае достижения входного напряжения С/вх д max ограничивают входной ток на уровне нескольких миллиампер.

Размах выходного напряжения С/вых max (положительный или отрицательный) может быть получен без искажения формы выходного напряжения. В современных ОУ, использующих двухтактные выходные каскады, амплитуды положительных и отрицательных импульсов обычно равны и напряжения питания С/+п и 1] превышают Их не более чем на 1-2 В.

Выходной ток Увых max представляет собой предельное амплитудное значение выходного тока (положительное или отрицательное), который может быть отдан в цепь нагрузки.

Большинство интегральных ОУ снабжено вспомогательными цепями, которые защищают их от перегрузок путем ограничения выходного тока. Для таких ОУ обычно приводится значение выходного тока .короткого замыкания, которое представляет собой максимальное значение выходного тока, получаемого в результате замыкания выхода усилителя с землей или с любой шиной питания.

Полоса пропускания при разомкнутой обратной связи /о определяется частотой, на которой коэффициент усиления по нацряжению усилителя без обратной связи на 3 дБ меньше коэффициента усиления, измеренного на низкой частоте Однако большинство интегральных ОУ является многокаскадными устройствами. Это лишает указанный параметр практического зна-чения, поскольку он характеризует всего лишь каскад с наименьшим значением fo- На более высоких частотах наклон частотной характеристики .коэффициента усиления по напряжению превышает 20 дБ/дек (рис. 5.12а), что обусловлено частотной зависимостью коэффициентов перед.ачи различных каскадов. Для предотвращения возбуждения колебаний в случае введения обратной связи нео'бходима частотная коррекция, которая в свою очередь уменьшает fo. Если усилитель содержит цепи частотной коррекции (рис. 5.126), введение .параметра полоса пропускания при разомкнутой обратной связи лишено всякого смысла.

Ч ас тот а ед ин ич но го коэ ф ф и.:ц и ент а у с и л ен и я fi- сто частота, на котарой абсолютное значение коэффициента уси-

ления при р-авомкнутой обратной связи снижается до единицы (см. рис. 5.12). Для определения частотной характеристики лучше использовать пара1метр fi вместо jo, посколыну на частоту fi пра,к-тичеоки не влияет внутренняя или внешняя частотная коррекция.

Частота полной мощности /пм определяется как наибольшая частота, на которой может быть получен максимальный

го /о-

1010 10 10 Ю 10 юЧ.Ги,

70 10

10 10

10 70 70 70 юЧ0Ч,Ги,

Рис. 6.12. 3.ав1И1ои1.\1ость 1юоэффиця€нта уоиления от частоты

размах выходного напряжения без ограничения формы. Отсутствие этою параметра в технических- характеристиках в ряде случаев объясняется его зависимостью от цепи частотной коррекции, тем не менее fnM обьгано присутствует в неявной форме. Она может быть определена на основе частотных характеристик размаха выходного напряжения, которые, как правило, приводятся изготовителями для рекомендуемых цепей частотной коррекции (рис. 5.13).

Переходная характеристика отражает реакцию ОУ с обратной связью на малый ступенчатый входной сигнал, который может быть положительным или отрицательным.

На рис. 5.14а показаны три параметра переходного процесса: U, б и Ts-Время нарастания U - время, необходимое для изменения выходного сигнала от 10 до 90% установившегося значения; б представляет собой выброс и выражается в процентах от установившегося значения f/вых. - время установления, необходимое для достижения установившегося значения f/вых при наличии выброса. Теоретически

, и вых таи. В

28 29 20 W П 8

О

70 70 70 ffu,

Рис. 5.13. Зависимость размаха .выходного иатряжсния от частоты при f/nn = ±ilS В, R-R - =2 kOiM

это время бесконечно, а на практике определяется как время, необходимое для достижения установившегося значения с заданной погрешностью. Эти параметры должны измеряться при столь малых входных сигналах, когда обеспечивается работа усилителя в линейном режиме.

Рис. 5Л4. Параметры пережодного (процесса: а - реапдаия (на ма1лый сигнал; 6-г-реакция .на больигой сигнал

Параметры переходного ироцеоса для малого сигнала имеют ограниченное практическое значение, если неизвестны параметры цепей обратной связи и частотной коррекции, которые также влияют на лереходной процесс. Поскольку (выходное сопр.отивле-иие имеет конечное значение, параметры цепи обратной связи нельзя считать независимыми от емкости Сн и активного .сонро-тивления /?н напрузки. Таким образом, параметры переходного процесса являются также фзинцией Сн и /?н.

С'к.орость нарастания 5. Как упоминалось выше, характеристики переходного процесса оцениваются по реакции ОУ на положительный или отрицательный ступенчатый входной сигнал. Если на вход ОУ с обратной связью подается сигнал, не достаточный для вывода его из линейной области при замкнутой обратной

связи, но достаточный при разомкнутой, то входные каскады оказываются перегруженными до тех пор, пока выходное напряжение ОУ не приблизится к своему установившемуся значению. Длительность этюго процесса определяется глубиной обратной связи, цепями частотной коррекции и конструнцией усилителя. Максимальная скорость изм^енения выходного напряжения ОУ под действием большого входното сигнала характеризуется (ом. рис. 5.14е) скоростью нарастания, ивмфяемой в вольтах на микросекунды Г

5=йг;Лшах- (5.19)

Скорость нарастания определяется непосредственно размахом выходного напряжения и частотой полной м1ощности 2л/нмС?выхтах=5. Если ВХОДНОЙ сигнал синусоидальный, выходное синусоидальное напряжение остается неискаженным до тех пор, пока наклон синусоиды в точке пересечения оси абсцисс меньше скорости нарастания, т. е. 2nfO<ZS. Связь м€Ж}ду наклоном синусоиды, амплитудой напряжения и частотой удобно представить в виде номограммы, показанной на рис. 5.15.

МГц

Рис. 5.15. iHiOMionpaiMiM.a идя определеиня юкорости иараставия оииусмдального

.Время в о iCiC т а н о в л eiH и я t-a. Если усилитель находится в режиме насыщения под действием избыточного входного сигнала, то он возвращается в линейный режим не сразу после снятия этого сигнала. Время, в течение которого выходное напряжение f/вых остается равным f/выхтах, называется временем восстановления и обозначается t-a. По истечении этого времени выходное напряжение начинает приближаться к соответствующему установившемуся значению (1см. рис. 5.14г).

.Вследствие того, что значение /в часто не указывается в тех-лических характеристиках, пользователь должен определять его эмпирически. Время восстановления, необходимое для выхода из режима насыщения при г/+вых max, может существенно отличаться