/вых шах = (/-вых п,ах)/2 Rh = (U-uf W (э + н). (4-149)

Р = /э (f/+ -f/-J = f/- (f/-n- (4-150)

откуда коэффициент полезного действия т) может быть определен как

г1=/вых1пах = 0,5[г/-/( +- -)] [7?эЗД^э + ад- (4.151) при f/+n=f/-n имеем

nRMiRa + RnY- (4-152)

Вследствие того, что с точки зрения допустимых размахов выходных напряжений схема асимметрична, а ее КПД невелик, использование простой схемы ОК в сложных случаях нежелательно. Размах напряж?ений может быть отсимметрирован, а КПД улучшен путем введения резистора 7?1>[/~п э и замены эмиттерного резистора источником тока, как показано на рис. 4.596.

В интегральных операционных усилителях обычно используется другой вариант базовой схемы ОК (рис. 4.60). Здесь транзисто-

iex°-1

и. о-)rji \

Ub 1-

-о и вых

Рис. 4.61. Двухтактный выходной каскад на ггранзисторах, работающих в режиме класса А

Рис. 4.60. Выходной каскад на иранзяс-торе три (Включении по схеме ОК с положительной обратной связью

У

ры Т\ и Гг служат в качестве усилителя с положительной обратной связью. Первый из них управляется от источника постоянного тока, задающего на базу напряжение Vа-

Если бэ1 бэ2~ бэ . то входное и выходное напряжения связаны соотношением

f/вых = f/вх: {1 - 1 RARz + 2 (3 + 4)]} -

-{и А Ri{R3+R,)-u-nRiR3-Us3 [(Ri-R) {Rs+Rd-

-R3 RMR2 {Rs + Ri) + 4 (3-1)1 (4-153)

Тогда коэффициент усиления по напряжению можно определить

Au = dUBuJdU = {l~RiRj[RsR + R{Rs + R)]}->l. (4.154)

Дополнительное свойство схемы заключается в возможности-смещения уровня на величину

и А Ri (3 + R,) - и-п Ri Rs - Бэ t(i - -ii) ( + - Ri

R2 iRs + Ri) + Ri (Rs - Ri)

Вследствие наличия .положительной обратной связи входное сопротивление становится отрицательным:

BX = df/sx/rf/BX= -[2(3 + 4) + 4(3-Rl)]/4- (4.156)

Поэтому предоконечный каскад, используемый для раскачкц выходного, всегда должен быть источником напряжения с малым выходным соцротивлением, в частности эмиттерным по;втчрите-лем.

Симметричный размах и малые искажения выходного сигнала можно обеспечить в двухтактных выходных каскадах. На рис. 4.61 показана схема выходного каскада класса А, .построенного на п-р-п транзисторах. Транзисторы Ji и Гг управляются транзистором Ti. Транзисторы Гг и Гз используются в качестве источника тока, коэффициент передачи которого зависит от отношения площадей:

B = SilS. (4.157>

Коллекторный ток транзистора Т\ уменьшается, а Гг возрастает с увеличением входного напряжения. Максимальные токи транзисторов Гг и Ti соответствуют

/к4шах (г/+-/;г)/к. (4.158)

/к 2 шах =2 /к 4 шах 2 (f/+ f/-) ?K- (4.159>

Если выходное напряжение равно нулю, токи .покоя транзисторов Ti и Гг равны:

lKi = KB,UpR. (4.160)

Поскольку каскад работает .в режиме класса А, потребляемая им на холостом ходу мощность довольно велика. Если входное .напряжение уменьшается, токи транзисторов Гг и Г4 также уменьшаются, а ток транзистора Ti увеличивается. Если транзистор Г4 запирается, выходной ток становится равным

/к1=Р1(;} -вых-ад/к- (4-161)

Из этого выражения видно, что при запертом транзисторе Г4 выходной ток опраничивается коэффициентом усиления по току Pl и .коллекторным сопротивлением резистора Rk-

Высокий КПД, симметричность размаха сигнала и малые нелинейные искажения могут быть получены в схеме, в котарой используются эмиттерные повторители на комплементарных транзисторах, работающие в режиме класса АВ (рис. 4.62). Токи noil?

коя транзисторов Ti и Гг можно задавать при помощи диодов (рис. 4.62а) или схемы смещения (рис. 4.626). Последняя состоит из транзистора Гз и вспомогательных элементов.

Чтобы гарантировать отсутствие переходных искажений и одновременно низкий уровень потребления мощности в режиме хо-

-г-о ивык

Рис. 4.62. Выяодные каскады ва комплемштарвьк транзисторах, работающих в режи1М|е 1класса АВ, с одной i(a) и ггранэисторной ;(б) схемами смещения

лостого хода, ток покоя обычно выбирается больше нескольких десятков, но не более нескольких сотен микроампер. Фактическое .значение может быть задано .путем выбора соотношения площадей транзистора и диода или отношения R1/R2.

В случае синусоидального управляющего сигнала выходное напряжение, выходная и потребляемая мощности определяются выражениями:

Ийых=/вых8Ш(2л^/Г),

Рвых - и^ва х/2 Rhi

2 Unu вы

(4.162) (4.163)

(4.164)

(При выводе последнего выражения было принято допущение (J*n=U-ji=Uaa-) Определяя отношение выходной мощности к потребляемой, найдем КПД каскада

Ц=Рвых/Р = яи^ых/и^.

(4.165).

Из этого выражения видно, что КПД является функцией амплитуды выходного напряжения и имеет теоретический максимум! 78,6%. при г7вых=г/пп.

Транзисторы рассеивают мощность

11. (4.166)

Р -р р

р вых

4 f/n

которая максимальна при выходном напряжении

г/вых = 2/ /л. (4.167)

Обозначив максимально до.пустимую полную мощность, рассеиваемую ИС, через Рртах и потребляемую в состоянии покоя мощность через Ро, максимальную мощность, выделяемую на транзисторах, можно определить

2 f/V

р шах 0

н

:(4.1б8)

Откуда минимально допустимое сопротивление агрузки в максимально возможная мощность на выходе могут быть представлены следующими .выражениями:

ШШ = 2 f/W \(/p шах-о) 0.2 IPJ{P шах-П). (4-169>

х/2/?н

min

2,5 (Рршах о) выхшах/пп-

(4.170)

Вследствие того, что коэффициент усиления по току вертикальных р-п-р транзисторов обычно невелик, необходимая амплитуда выходного тока достигается при использовании эмиттерного по-втарителя для управления выходным каскадом (рис. 4.63а) или

Х- 1Г„

Рис. 4.63. Быхоидые шскады с большой магрузочнюй киоообиоитью то .току иа оснЮ1В.е амитиерных опо.вто'рителей ,(а) и состашиььх траизисторов (б)

применением составных транзисторов (рис. 4.636). Второй метод эффективен, когда требуется особенно большая выходная мощность (1-=-,5 Вт). В схеме рис. 4.636 в качестве Ti можно применять лару Дарлингтона, а в качестве Га - составной транзистор.

Выходной ток зависит от сопротивления нагрузки. Чрезмерно -большая по мощности нагрузка или ее короткое замыкание могут привести к столь значительному росту выходного тока, что схема выйдет из строя.

Большинство ИС способно выдерживать кратковременные ко-роткие замыкания, поскольку в них используются выходные транзисторы с малой ллощадьй). Коэффициент усиления по току таких транзисторов уменьшается с увеличением эмиттерного тока. Если сопротивление источника питания конечно, как обычно бывает на практике, такой внутренней защиты достаточно для ограничения эмиттерных токов до приемлемых пределов.

Для защиты схем от длительных коротких замыканий необходимы дополнительные ограничивающие элементы. Простейший -способ заключается в использовании защитных резисторов в эмиттерных цепях, как показано на рис. 4.64а. Однако при этом увеличивается выходное соцротивление и ограничивается допустимый )азмах выходного напряжения.

ДгЧ

-о

R3\ -Дз

Рис. 4.64. Схема защиты от коротких за1мыкаеий при помощи последовательных резисторов (а) и активного опрашмкталя 1то а (б)

Эти недостатки можно устранить, применив активные ограничители тока, широко распространенная схема которых показана , на рис. 4.646. В ней транзисторы и остаются закрытыми до тех пор, пока выходной ток не достигнет предельного значения -/пред. Если же ток транзистора Ji превышает /пред, то возникающее при этом большое .падение напряжения на резисторе /?э пе-

реводит транзистор Г4 в проводящее состояние. Вследствие того., что часть базового тока транзистора Ji-протекает через транзистор Ti, исключается возможность дальнейшего увеличения тока эмиттера. Если же эмиттерный ток транвистора Гг начинает превосходить ток /пред, то функции ограничителя тока начинает выполнять транзистор Г5 точно таким же образом, как описано выше.

Необходимо отметить, что минимально допустимое значение сопротивления нагрузки для выходных каскадов на комплементарных транзисторах с защитой от короткого замыкания обычно определяется не столько предельно допустимой мощностью рассеяния, сколько предельно допустимым током. Поэтому выражение (4.169) обычно заменяют выражением /?н = t/вых тахДпред;. здесь /пред - .предельно допустимый ток.

ГЛАВА 5

ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

5.1. Операционный усилитель

Операционный усилитель (ОУ) представляет собой активное устройство низкой частоты с высоким входным и низким выходным сопротивлениями -и очень большим коэффициентом усиления по напряжению, позволяющим считать его практически идеальным усилительным устройством. Первоначально он предназначался для. выполнения математических операций в аналоговой вычислительной технике. Отсюда и произошел термин операционный усилитель.

Наличие большого коэффициента усиления прямой передачи позволяет применять глубокую отрицательную обратную связь, что открывает возможность для получения характеристик, определяемых тольйо пассивными элементами цепи обратной связи. Вскоре стало очевидным, что такие устройства могут хорошо выполнять ряд других функций, однако высокая сложность ОУ на дискретных элементах обусловливала экономическую нецелесообразность их использования для этих целей. Только с появлением интегральных ОУ стало эффективным использование больших потенциальных возможностей этой концепции.

Вышеупомянутая первоначальная область применения сформировала общепринятый взгляд на ОУ как на инвертирующее устройство, входное и выходное напряжения которого сдвинуты по фазе-на 180° (рис. 5.1а). Однако усилители постоянного тока с малым дрейфом и гальваническими связями могут быть построены только с дифференциальными каскадами на входе. Поэтому реальные усилители всегда имеют два входа, как .показано на рис. 5.16. Вывод,

обозначенный знаком минус, обычно называют инвертирующим входом, а знаком плюс - неинвертирующим входом.

Вследствие использования дифференциальных входных каскадов ОУ имеет очень большой коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала. Таким образом, связь между входным и вы-

Р'ИС. 5.1. Операционные усилители: а - инвертирующий; б-дифференциальный

ходным напряжениями в первом приближении можно представить в следующем виде:

выл -A-uiUjia вх и) =-u/вх д- (5.1)

Выражение (5.1) означает, что выходное напряжение зависит только от дифференциальной составляющей входного напряжения t/вхд и коэффициенты усиления для инвертирующего и неинверти-рующего входов равны и противоположны по знаку.

Идеальный ОУ имеет нулевое выходное сопротивление и бесконечные полосу пропускания, коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала, коэффициент усиления по напряжению, входные сопротивления для дифференциальной и синфазной составляющих. При отсутствии дифференциальной составляющей входного сигнала выходной сигнал равен нулю, что означает отсутствие в нем начальных смещения, дрейфа и шума.

Усилитель с обратной связью, в котором используется идеальный ОУ, всегда можно свести к двум базовым включениям: инвертирующий усилитель с параллельной обратной связью по напряжению и неинвертирующий усилитель с последовательной обратной связью по напряжению.

, с; б)

Рис. 6.2. У|сиш1ителъ к (обратной связью: а - (Инвертирующий; б - (нешвертирующий

: 122

Первый из них показан на рис. 5.2а й имеет коэффициент усиления по напряжению

ос=-ад. (5-2)

где Z\- полное сопротивление на входе усилителя.

Поскольку коэффициент усиления по напряжению, а следовательно и коэффициент усиления петли бесконечно большие, вывод и находится под потенциалом земли независимо от входного напряжения (если коэффициент усиления бесконечно большой, конечные изменения выходного напряжения соответствуют нулевому приращению напряжения на входе ОУ). Другими словами, точка и является виртуальной землей.

Второе базовое включение, показанное на рис. 5.26, имеет коэффициент усиления по напряжению

Auo, = iZi + Z,)/Z, (5.3)

и бесконечное входное сопротивление.

В любом случае полные сопротивления обратной связи-единственные факторы, влияющие на частотную характеристику коэффициента усиления по напряжению.

Реальный О У не обладает свойствами идеального. Различия между ними сводятся к следующему.

а) Коэффициент усиления конечный, обычно 60-ь140 дБ. Поэтому усилители с обратной связью, показанные на рис. 5.2, имеют коэффициенты усиления по напряжению

а 2 Ад

2j Zi + Z, + AuZi Л Zi + Z Аи Zj 2i Zi + Z, + AuZi

(5.4) (5.5)

которые меньше соответствующих значений, получаемых из выражений (5.2) и (5.3) при условии Ли = с .

б) Выходное напряжение ограничено динамическим диапазоном напряжения выходного каскада (рис. 5.3а), Коэффициент усиления зависит от наклона центрального участка передаточной ха-

Рж. 5.3. Типичные 1пе1ред.ат10чные харажтержтикя .123

рактеристики. Чаще всего ОУ питается от двух источников напряжения, при этом верхний и нижний уровни насыщения определяются напряжением соответствующего источника.

Аналогичным образом выходной ток ограничен динамическим диапазоном тока выходного каскада. Из этого вытекает, что полное сопротивление нагрузки не может быть сделано сколь угодно малым, даже если выходное полное сопротивление очень мало.

в) Коэффициент усиления по напряжению с ростом частоты уменьшается со скоростью, определяемой числом и предельными частотами усилительных каскадов ОУ. Частотная зависимость имеет ряд практически важных следствий.

Во-первых, коэффициент усиления усилителя с обратной связью уже не является функцией исключительно сопротивлений элементов цепи обратной связи. Поэтому результирующие коэффициенты усиления по напряжению инвертирующего и неинвертирующего усилителей определяются:

А (s) = - (s)Zi/(Zi-bZa) 2 .(s)P(s)

2, 1--Л„(5)Р(5) А (Л х + -1 К (S) 2i (Zi -Ь Z,) Zi l+Л„(s)2l/(Zl-Z2) Zi + Zg (s)P(s) 1 l+ (s)P(s)

(5.6)

(5.7)

Во-вторых, фазовые сдвиги, вносимые ОУ и цепью обратной связи, могут складываться таким образом, что усилитель с обратной связью становится динамически неустойчивым. Поэтому весьма важным требованием, которое необходимо учитывать при проектировании усилителя, является обеспечение достаточного запаса устойчивости посредством выбора соответствующей формы частотной характеристики коэффициента усиления петли.

В-третьих, динамические диапазоны токов каждого каскада ОУ ограничены допустимым током Покоя. Начиная с .предельной частоты полной мощности /пм, уровень максимального неискаженного сигнала уменьшается с ростом частоты.

г) Приведенные к входу ток и напряжение смещения имеют конечное значение. Суммарное напряжение смещения, которое они определяют при данном сопротивлении источника сигнала, вызывают сдвиг характеристики передачи вдоль оси абсцисс на величину t/вхсм, как показано на рис. 5.36.

д) Для выведения выходного дифференциального каскада в рабочую точку необходимо обеспечить входной ток покоя /вх= (/bxi + +/вх2)/2. Протекание токов /вх1 И /вх2 через постоянные сопротивления цепей, подключенных к входам ОУ, вызывает пропорциональные падения напряжения. Если постоянные сопротивления этих цепей одинаковы, то указанные падения напряжения воспрл-нимаются как синфазная составляющая входного напряжения. Ес-

ли эти сопротивления различны, то указанные падения напряжения вызывают появление дополнительного напряжения смещения.

е) Результирующее напряжение смещения может быть скомпенсировано внешним источником напряжения, но только при определенной температуре. Любое отклонение от этой температуры вызывает появление конечных значений дрейфов входного тока и напряжения, которые суммируются с общим дрейфом напряжения.

ж) Входное и выходное полные сопротивления имеют конечные значения, которые необходимо учитывать при определении общего коэффициента усиления по напряжению усилителя с обратной связью.

з) Поскольку коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала имеет конечное значение, выходное напряжение зависит как от дифференциальной, так и от синфазной составляющих входного напряжения. Это может вызвать затруднения, особенно в том случае, когда ни один источник сигнала нельзя заземлить и т-ем не менее должна быть гарантирована зависимость выходного напряжения усилителя только от разности напряжений источников сигнала, а напряжения между выводами источников сигнала и общей шиной ,не должны оказывать на него влияния.

и) Реальный ОУ является шумящим устройством: в дополнение к усиленному входному напряжению его выходной сигнал содержит напряжение шума.

5.2. Функциональные узлы интегральных ОУ

На рис. 5.4 приведена типовая структурная схема, пригодная для представления большинства интегральных ОУ.

Как отмечалось, входной каскад всегда является дифференциальным. В последнее время были проведены интенсивные поиски путей улучшения параметров дрейфа и смещения, а также сниже-

Компемсация вмещения

? ?

ВШТо- Дифферент- Фазосдмми-

альныа рующая ВШг<у- 10 спад схема

Схема -I смещения

Каскад 03

Синфазная составляющая сигнапа

Выходной каскад

1-----п

,Огракичи-\

тет тока J

-о Выоо

Рис. 5.4. Типичная сИруктурная схема ОУ

ния входных токов покоя таких входных каскадов. В результате были созданы современные модификации, большинство которых рассмотрено в подразделе 4.4.6. Стало общепринятым делать внешний вывод от внутренней точки входного каскада, так что напря Жение смещения можно скомпенсировать с помощью внешнего по-