Улучшение характеристик iniponcxoAHT вследствие того, что: транзистор Гз может управляться от источника сигнала с низким сопротивлением; эмиттерные токи транзисторов Гз и'Г4 можно выбрать оптимальными с точки зрения обеспечения температурной компенсации.

Фазосумми]рующие схемы, используемые в более сложных ИС, представляют собой дифференциальные каскады. Малые напряжения смещения и температурные дрейфы таких схем не вызывают заметного ухудшения полных напряжений смещения и температурного дрейфа даже в случае использования в качестве входных каскадов дифференциальных усилителей с малым коэффициентом усиления.

На рис. 4.50 показан принцип построения широко pacnpocTipa-ненных схем такого рода. Хотя транзисторы Гз и Г4 можно рассматривать как два независимых усилительных каскада ОЭ, они работают как симметричный дифференциальный каскад. Это интересное свойство обусловлено тем, что нагрузочные резисторы с одинаковым сопротивлением {Ri= =i?2,) транзисторов Г] и Га подключены скорее к коллектору транзистора Гз, чем к источнику питания, и что R3=Ri.

Для лучшего понимания принципа действия этой схемы рассмотрим ее часть, показанную на рис. 4.51. Она состоит из резисторов R\ и Rz, транзистора Гз и представляет собой каскад ОЭ с параллельной обратной связью по напряжению. Входным и выходным сигналами являются ток ы транзистора Г] и напряжение Ыкз транзистора Г3. Используя /г-параметры для описания транзистора Гз, получим следующие выражения для полного сопротивления прямой передачи, входного и выходного сопротивлений:

2тд= -(йя/?1-Аи)ад1 + 11 + (1 -fA2i)/?i](4.132)

i?Bx=Лц iHi+RWi+Ли+(1 + 21) R\}

hn iRi + RiVi +fhi) Rl hn, (4.133)

?вых (Ли + ?1)/(1+Й21) Лц- (4.134)

Из выражений (4.132) - (4.134) видно, что данная часть схемы действует как инвертор, коэффициент передачи которого близок к единице. Ее входное и выходное сопротивления очень малы. Сравнивая коллекторное напряжение на транзисторе Г3 с коллекторным напряжением а Гь которое имелось бы на нем в случае под-

Рис. 4.50. Фазюсуммирующая схема еа юсн'ове щиффереициального каска-иа

ключения ipesHCTopa Ri к источнику питания, можно установить, что эти напряжения почти равны по амплитуде, но противоположны ,по фазе. То же самое относится и к коллекторным токам iki и 1к2- ИХ амплитуды одинаковы, а фазы противоположны. Рассмотренное выше напряжение на коллекторе т|ранзистора Гз складывается с падением напряжения, вызванным протеканием тока 1к2

Ян яЛ

т

/<з

Яи-Ы^з

Рис. 4.51. Ия1вер,тор с юбратной связью, иопюльзювэнный в схеме рис. 4.50

через резистор R2. Это значит, что все симметричное выходное напряжение входного дифференциального каскада поступает на ба-* зу транзистора Г4 и усиливается им. Коэффициент усиления при этом определяется значением сопротивления Ri и рабочими параметрами т1ранзистора Г4. Благодаря наличию обратной связи инвертирующий каскад на Г3 .действует как широкополосный усилитель и исключает ограничивающее влияние частоты на коэффициент усиления. Последнее определяется главным образом частотной зависимостью коэффициента усиления -по напряжению транзистора Г4, в цепи управления которого имеется резистор R2.

Обычно выходной ток дифференциального каскада содержит синфазную составляющую. Поскольку эта составляющая также попадает в цепь управления инвертирующего каскада, в напряжении базы транзистора Г4 также появляется синфазная составляющая:

+Zj) ibix с=Ri-iK Ri -Лц) RARi+hn + + (1 + R\] Ri iRi+Кг+RlViRi + hn+

+ (1 +h)R\] +hMiRi + hn + Ri)]- (4.135)

Из этого выражения видно, что синфазная составляющая значительно меньше, чем если бы резистор R2 был подключен к источнику питания. Это значит, что по характеристике передачи синфазной составляющей входного сигнала каскад, выполненный на транзисторах Гз и Г4, эквивалентен дифференциальному каскаду, имеющему коэффициент дискриминации

Du\+hR\/iRj + hj + R\). (4.136)

К сожалению, коэффициент дискриминации фазосуммирующей схемы сильно зависит от частоты. На частотах, превышающих

предельную частоту Т|ранзистора Г4, включенного по схеме ОЭ, Du уменьшается со скоростью 40 дБ/дек.

Выходной сигнал, снимаемый с коллектора транзистора Г4, представляет собой асимметричное напряжение, которое почти не зависит от напряжения питания [/+п. Это обусловлено тем, что обратная связь, осуществляемая через резистор Ri, предотвращает значительное изменение напряжения на коллекторе транзистора Гз при изменении [/+□. Первое сказывается в меньшей степени, так как выходное сопротивление инвертора и резистор R3 образуют делитель напряжения. При этом

At/,

.Rj + hji 1

Поскольку 1;еометрия и базовые токи транзисторов

(4.137)

Гз и Г4

идентичны (базовые токи вытекают из одного узла через резисторы с одинаковым сопротивлением), а при отсутствии входных сигналов оба коллекторных тока дифференциального каскада также

одинаковы, токи и напряжения покоя транзисторов Гз и Г4 соответственно равны. Следовательно, влияние изменений напряжения питания на коллекторное напряжение транзистора Г4 уменьшается вследствие такого же воздей-А/л'ствия на транзистор Гз. Для типовых значений параметров транзисторов и элементов ИС коэффициент, стоящий перед А[/+п в выражении (4.137), лежит в пределах 1/,100-М/ЗОО. В связи с тем, что такой коэффициент подавления обеспечивается каскадом, коэффициент усиления которого зависит от частоты, эффективность подавления также зависит от частоты. На частотах, превышающих граничную частоту каскада с обратной связью, коэффициент подавления уменьшается со скоростью 20 дБ/дек.

Характеристики каскада, схема которого приведена на рис. 4.50, могут быть улучшены путем введения дополнительного каскада ОК, как показано на рис. 4.52. Принцип действия этой схемы аналогичен ранее рассмотренной, за исключением того, что коллекторные токи входного дифференциального каскада протекают через каскад ОК, выполненный на транзисторе Г5. Это создает лучшие условия для подачи напряжения смещения, поскольку практически исключена имевшаяся в предыдущем случае асимметрия, вызванная различием токов, протекающих через R3 и Ri. Эмиттеры транзисторов Гз и Г4 часто остаются незаземленными.

Рис. 4.52. Усовершенствованный вариант схемы, нривсдеяной на р|ис. 4.50

При таком условии в общую эмиттерную цепь можно включить резистор, соединяющий эмиттеры с минусовой шиной С/~п или другой точкой, имеющей больший или меньший отрицательный потенциал.! Это не оказывает влияния на способность схемы к суммированию фаз, поскольку общая точка вмиттеров Гз и Г4 ведет себя как виртуальная земля. Наличие сопротивления Rs также не влияет на коэффициент дискриминации. Обусловленная наличием параллельной обратной связи степень снижения коэффициента подавления синфазной составляющей сигнала вследствие уменьшения коэффициента усиления петли, такая же, как степень увеличения коэффициента подавления синфазной составляющей сигнала в результате введения резистора /?э- Единственным параметром, ухудшающимся при введении резистора Ra , является коэффициент подавления изменения напряжения питания.

Фазосуммирующие схемы, пригодные для использования в дифференциальных усилителях с активными нагрузками, могут быть получены па основании токового зеркала (см. рис. 4.34). На рис. 4.53 представлена схема дифференциального каскада, в котором суммирование фаз .выполняется при помощи источника тока с единичным коэффициентом передачи. Используя выраже-

п

Рис. 4.53. .фазосуммярующие схемы основе ;упрлюляемых тОком нсточникЬв

т'ока

ние (4.118) для того, чтобы связать токи /ki и /кг транзисторов Гз и Г4 источника тока, получим /k2=/ki[1-2/(р-Ь2)]. Как следует из этого выражения, источник обеспечивает примерно одинаковые токи покоя для обоих плеч дифференциального каскада. Если входной сигнал дифференциального каскада симметричен, изменения коллекторных токов будут одинаковы по амплитуде, но противоположны по фазе. В результате переменные составляющие коллекторных токов будут иметь одинаковые амплитуды, но

противоположные фазы, т. е. 1к1=-im- Часть переменного тока, протекающего от транзистора Ti к шине питания С/~п, создает па- дение напряжения на малом диффузионном соиротивлении !тран-зистора Гз, что вызывает увеличение коллекторного тока тр1,анзи-стора Г4. Таким образом, результирующий переменный ток в нагрузке будет равен i

th = iki( l-)-k2 = 2iKi( ( -

Транзисторы Гг и Г4 имеют очень близкие значения эмиттерных токов покоя и равные переменные токи. Поэтому можно считать, что со стороны (Нагрузки транзисторы Г2 и Г4 включены параллельно.

Недостаток эт©й схемы заключается в том, что конечные значения базовых токов транзисторов Гз и Г4 нарушают симметрию каскада. Этот недостаток можно устранить путем подачи сигнала на .базы транзисторов Гз и Г4 через дополнительный каскад ОК на транзисторе Г5, как показано па рис. 4.536. В остальном принцип действия схемы ничем не отличается от предыдущей.

Схема, приведенная на рис. 4j53e, получена на основе управляемого источника тока, показанного на рис. 4.36. Здесь

1 tkl(l ,24-2)

1--5-]2i, (4.139)

т. е. поступающий в нагрузку ток практически не зависит от коэффициента р.

В подавлении синфазных составляющих тока, вызванных изменениями напряжения питания и конечным значением коэффициента дискриминации усилительного каскада, фазосуммирующим схемам отводится ведущая роль. Поэтому основной задачей проектирования этих схем является обеспечение максимально возможной их симметрии.

Легко установить, что коэффициенты дискриминации (коэффициенты дискриминации токов, поскольку входными сигналами являются токи) этих схем совпадают со знаменателями выражений (4.138) и (4.139), т. е

A = p-f2, A=p-f2p-f2. (4.140)

На частотах, превышающих fp (лраничную частоту фазосумми-рующего транзистора), коэффициент дисщриминации простой схемы без обратной связи снижается .со скоростью 20 дБ/дек, а в схеме с обратной связью - 40 дБ/дек.

4.9. Схемы смещения

Полупроводниковые ИС всегда являются схемами с непосредственными связями, причем часто в них нормируются входные и выходные постоянные напряжения. Поэтому может возникнуть необходимость введения в их состав специальных каскадов, обеспе-

чивающих смещение уровня напряжения по (постоянному току без заметдого ослабления наложенного на него напряжения переменного toKa.

Небольшие на1П|ряжения смещения легче всего обеспечить последовательным включением нескольких диодов, через которые протекает постоянный ток (рис. 4.54а). С точки зрения работы в режяЩ переменного тока эта цепь может рассматриваться как делитель напряжения, в котором

вых/ вх = ?/(П'-Д + /?). (4.141)

Здесь пгд - общее диффузионное сопротивление п диодов при токе диода /д, а - последовательное сопротивление, при помощи которого задается этот ток. Предназначенные для этой цели диоды обычно выполняются в виде транзисторов, у которых база соединена с эмиттером. Падение постоянного напряжения на таком диоде равно напряжению т1ранзистора при токе /э == =/д. Разность напряжений между входом и выходом делителя равна nU, ее знак зависит от полярности включения диодов и направления тока. Для рассматриваемой (рис. 4.54а) схемы

/вых = г/вх-п^/Бэ- (4.142)

Такая схема очень проста, однако при необходимости большого напряжения смещения, когда требуется последовательно соединить значительное число диодов, она может оказаться невыгодной. Сигнал переменного тока в ней ослабляется незначительно, поскольку для типичных значений параметров элементов R существенно больше диффузионного сопротивления пгд. Если резистор R заменить источником тока, то ослабление станет пренебрежимо малым. Высокочастотные характеристики такого делителя не очень хороши, поскольку и рези-

<?-W-W-----t>l-зг

1л

JBbix* Bbix

стор R, и диоды имеют значительные паразитные емкости по отношению к подложке, которые можно рассматривать как допол-,нительные нагрузки (рис. 4.546). Если делитель подключен к источнику напряжения сигнала, то дополнительная емкостная нагрузка. не вносит никаких искажений, а диффузионные сопротивления достаточно малы, чтобы совместно с этими

емкостями обусловливать весьма высокие предельные частоты делителя. Если же делитель соединен с источником сигнала, имеющим большое внутреннее сопротивление, большая общая емкость подложки вызывает существенную зависимость параметров делителя от частоты.

Рйс. 4.54. .Принциямлвная (а) м эквива-ледтйая i(.6) кхемы цепи юмещения напря-Ж'бния на основе диодов

Еще один недостаток рассматриваемой схемы заключается в низкой температурной стабильности, поскольку температурный дрейф напряжения на диоде Usa вызывает изменение обще-о па-пряжения смещения с коэффициентом -0,3%/°С.

К недостаткам следует также отнести и то, что смещение ограничиваемое напряжением база-змиттер, нельзя выбирать й1роиз-вольно. С целью устранения этого ограничения может быть применена схема, изображенная на рис. 4.55. Здесь транзистор Ti действует .в составе усилительного каскада ОЭ с па)раллельной обратной связью по напряжению. Его входное нацряжение и напряжение база-коллектор соответственно равны и^э и ;7?2вэ IRi- Другими словами транзистор ведет себя как диод с удлиненной характеристикой. Напряжение коллектор-эмиттер

/кэ-(1 + 2)г/Бэ/1

(4.143)

может быть выбрано посредством изменения отношения сопротивлений Ri и 7?2- Если суммарное сопротивление параллельно включенных резисторов Ri и R2 не превышает нескольких килоом, сопротивление эквивалентного диода будет небольшим и составит

Гд /?2Гэ/7?1. (4.144)

Так как с увеличением температуры U уменьшается со скоростью 2,3 мВ/°С, напряжение имеет температурный коэффициент -2,3(7?! 4-7?2) ?1 мВ/°С.

Рис. 4.55. Схема смещеиил с удлиненной Рис. 4.66. Схема смещения наос-д'вадвой характеристнжйй иове юиорнЬго диюда

Большие значения смещения уровней могут быть получены при помощи показанной на рис. 4.56 схемы, .в которой в качестве опорного диода используется включенный в обратном направлении переход база-эмиттер интегрального п-р-п транзистора (если используются обычные концентрации примесей, напряжение лавинного пробоя составляет 6н-7 В). Преимущество этой схемы заключается в том, что напряжение смещения относительно нечувствительно к изменениям температуры. Кроме того, схема является весьма широкополосной, поскольку и сопротивление диода, и емкости нагрузки невелики. Эта схема не получила широкого распространения по двум причинам: свойственному опорному диоду высокому уровню шумов и фиксированному значению напряжения смещения. Последнее требует некоторых разъяснений. Обычно интегральный усилитель должен быть нечувствительным к изменени-

ям напряжения питания в возможно более широком диапазоне. Если, однако, допускается изменение напряжения питания, то схема, обеспечивающая напряжение смещения, зависимое от напряжения питания, становится предпочтительной по. сравнению со схемой, обеспечивающей фиксированное напряжение смещения.

Схема, в которой напряжение смещения зависит от напряжения питания, показана на рис. 4.57. Здесь транзистор Ti выполняет функции источника, ток которого протекает через резистор Ri и вызывает падения напряжения RJki- Если площади эмиттерных областей одинаковы, то /к1=/к2- При этом напряжение смещения

(4.145)

почти пропорционально напряжению питания при условии, что оно достаточно велико. Поскольку внутреннее динамическое со-иротивление транзистора Ti велико, входное переменное напряжение проходит на выход схемы практически без ослабления. Следовательно, Мвых = Квх.

Еще одно достоинство схемы заключается в очень хорошей температурной стабильности, которая объясняется двумя факторами: 1) выполнение условия /к1 = /к2 легко обеспечить в широком диапазоне температур; 2) возможен широкий дп-

Рве. 4.57. Схема смещения па основе исто.ч-.HiHtea. тока

апазон выбора смещений, зависящих от напряжения питания и определяемых отношением i?i к R2, причем температурная стабильность напряжения смещения обусловлена равенством температурных коэффициентов сопротивлений резисторов.

В области высоких частот резистор Ri нагружен как на собственную емкость по отношению к подложке, так и на емкость коллектор-подложка транзистора Г|. Поскольку требование малой мощности рассеяния накладывает ограничение на /кь сопротивление резистора Ri должно быть большим. Большое сопротивление Ri и емкость по отношению к подложке (порядка нескольких пи-кофарад) вызывают нежелательное снижение предельной частоты.

Зависимость от частоты может быть ослаблена путем шунтирования pesHCTQpa R\ конденсатором. На более высоких частотах через конденсатор Си показанный на рис. 4.57 пунктиром, проходит сигнал с входа на выход, в результате чего вых остается равным вх- Тем не менее емкость подложки нагружает схему и обусловливает частотную зависимость ее параметров, определяемую Внутренним сопротивлением источника сигнала.

-о tJgtix-HlBtiK,

Необходимость в высокоомном резисторе можно исключить при помощи схемы, показанной на рис. 4.58, где R\ используется в качестве резистора в эмиттдрной цепи транзистора Гь напряжение базы которого равно U\. Постоянное выходное напряжение

г/вых = 2ад4-/-п, (4.146):

где /э=(вх-t/gs -U\)IR\ представляет собой постоянную составляющую эмиттерного тока, протекающую через р-п-р транзистор и резистор 7?2. Поскольку R\ имеет относительно малое сопротивление, то переменное выходное .напряжение

b x BxS(i) (4-147):

может превышать переменное входное напряжение. Функции транзистора Ti (Может выполнять р-п-р транзистор с малым коэффициентом усиления. Частотные характеристики прежде всего определяются граничной частотой транзистора Т\ по а и емкостными нагрузками резистора Ri.

Наиболее сложная проблема, возникающая при практическом применении всех опп-санных схем смещения, состоит в том, что, с одной стороны, источник сигнала должен иметь малое внутреннее сопротивление, а с другой - обеспечивать путь для прохождения постоянного тока, необходимого для функционирования цепи смещения. Распространенным способом устранения этого противоречия является включение буферного каскада ОК между цепью смещения и предыдущим каскадом.

Другая трудность заключается в том, что в результате частотной зависимости цепи смещения возникают дополнительные фазовые сдвиги. Это имеет особое значение для ИС, применяемых в качестве усилителей с обратной связью. В современных моделях таких ИС при согласовании уровней напряжений предпочитают использовать дополняющие структуры.

4.10. Выходные каскады

Выходной каскад интегрального усилителя должен иметь малое полное выходное сопротивление, малые нелинейные искажения, способность обеспечивать высокие уровни напряжения, тока или мощности.

Рис. 4.68. .Схема смсвдеяия яаиряже-ния иа юсиове жаюкада ic ОБ

Из основных модификаций, рассмотренных в гл. 3, схема ОК обеспечивает наименьшее выходное сопротивление, а также относительно малые нелинейные искажения. Хотя характеристики передачи усилителей обычно линеаризуются при помощи отрицательной обратной связи по напряжению, они все же остаются асимметричными, что вызывает появление искажений в виде четных гармоник.

Простейшая схема показана на рис. 4.59а. Если она предназначена для использования в качестве каскада с непосредствен-

Шз Wff 1

--оивык

а) 6)

Рис. 4.59. Выхюд'ные каюкады ма травзиоторах яри включения то схеме ОК

ной связью, то напряжение на базе транзистора Т\ обычно задается таким, чтобы напряжение на эмиттере было равно нулю. При этом ток покоя /э Если выходное напряжение положи-

тельно, ток транзистора составит

/+Э = (-f/-n + t/+BHx)/3 + f/+BHx/H = + /+вых/э!!Н-

Из этого выражения видно, что единственным элементом, практически ограничивающим ток транзистора, а следовательно, и допустимый размах напряжения, является сопротивление нагрузки )?н. Таким образом, напряжение /+Еыхтах может быть очень близким к напряжению питания f/+n. Если выходное напряжение отрицательно, ток транзистора уменьшается до

/-Э = 4-/-вь:х/э11Н

И ограничивается током покоя эмиттера. В предельном случае, когда /~э =0, ток покоя эмиттера

откуда максимальная амплитуда отрицательного напряжения

г/-вых шах = fJ-n RuKRa + н) < t/+BHx шах- (4-148)

В случае синусоидального управляющего сигнала максимально возможная выходная мощность и потребляемая мощность соответственно запишутся