няется весьма высокой. Действительно, единственным фактором, определяющим зависимость тока от температуры, в этом случае

является температурный коэффициент сопротивления i.

. Полные выходные проводимости можно представить параллельно включенными /?С-элементами, как показано на рис. 4.376 и 4.386.

Иногда требуется получить большую или меньшую величину тока источника, но в первом случае увеличение тока, протекающего через резистор R\, вызывает повышенное рассеяние мощности, а во втором - увеличение сопротивления R\ требует увеличения площади, занимаемой им на кристалле. В обоих случаях разумное решение заключается в том, чтобы сделать значения токов /д и /вых различными путем изменения площадей транзисторов Т\ и Тг. Однако практически приемлемое соотношение токов транзисторов ограничивается допустимой площадью транзистора. Если требуемое отношение токов превышает 1 :3, что часто встречается в источниках малых токов, как правило, используется схема, показанная на рис. 4.39. Схема состоит из Т1ранзистора Т\ и источника малых токов на транзистаре Тг. Эмиттерный ток последнего вызывает падение напряжения на резисторе Rq , в результате чего напряжения база-эмиттер транзисторов Т\ и Тг становятся различными. Разница определяется параметрами /32 и /? э в соответствии с выражением -С7бэ2=/э2/?э Допуская, . что 11ранзисторы имеют одинаковую геоме'11рию и температуру переходов, это выражение можно записать в следующем виде:

Рис. 4.39. Истовдик малого гго- а, .уаравляемый током

С^БЭ1-С/бэ2 = 1 In (/31/42)-

(4.123)

Если ток эмиттера /32 транзистора Тг значительно меньше тока эмиттера /31 транзистора Ть то даже при среднем значении коэффициента усиления можно пренебречь током базы /52 транзистора Тг. При таком условии эмиттерный ток

4 1 = ( +!:-С/бЭ1)/?1

(4.124)

транзистора Ti зависит только от напряжения источника питания, если оно достаточно велико. Ток /э i тпранзистора Т\ однозначно определяет ток /эг, а тем самым и коллекторный ток /к2==а/э2 транзистора Тг- Объединение выражений (4.123) и (4.124) дает неявную функцию:

/к 2 Rsl Ut = In [а (t/+ - f/Бэ i) k 2 1]

(4.125)

Из этого выражения можно видеть, что если напряжение источника питания значительно больше С/бэ ь то ток /32 зависит только от и+п и сопротивлений резисторов. Также легко обнаружить, что зависимость тока от напряжения в данном случае менее сильная, чем в ранее рассмотренных схемах источников тока, поскольку при Iэ2=1к2/а, значительно меньшем /эь зависимость /к2 от и+и носит скорее логарифмический, чем линейный характер.

Ток источника /кг практически не зависит от температуры. Незначительная зависимость, которая все же имеет место, определяется: температурными зависимостями разностей напряжений и+п-С^Бэ i и Usi-С^ьэ 2 (0,33%/°С), а также температурной нестабильностью сопротивлений.

Их совместное действие может привести к тому, что ток источника будет увеличиваться или уменьшаться, с ростом температуры или практически не будет зависеть от температуры - все зависит от значения напряжения [/+ , отношения /31 э2 и температурных коэффициентов сопротивлений. Обычно ток источника не зависит от температуры, если резистор Rs имеет большой положительный температурный коэффициент сопротивления. Этот коэффициент обычно превышает значения, которые получаются при изготовлении резисторов на этапе базовой диффузии. Именно поэтому все резисторы R3 или их часть выполняются часто в эпи-таксиальном слое коллектора.

Рассмотренные в § 4.4 источники тока, предназначенные для дифференциальных усилителей, обычно рассчитываются таким образом, чтобы их токи увеличивались с ростом температуры. Из выражения (4.30) следует, что проводимость прямой передачи усилителя обратно пропорциональна абсолютной температуре. Таким образом, изменения этих параметров имеют противоположные знаки и тем самым компенсируют друг друга, обеспечивая независимость крутизны от температуры.

BnyiipeHHee сопротивление источника тока такого типа совпадает с выходным сопротивлением транзистора Гг в схеме ОЭ при включенном в эмиттерную цепь резисторе последовательной обратной связи по току. Пользуясь формулой из табл. 3.6 и принимая /?Б =0, получим выражение

которое можно объединить с выражением (4.125). Тогда

i?bh-T-fl+lna-). . (4.127)

Практически внутреннее сопротивление зависит преимущественно от токов и коэффициента модуляции ширины базы. Выхрд-

4-136 97

ная емкость, как и раньше, определяется величинами Свк и

Скп

Чтобы получить представление о реальных значениях параметров, рассмотрим показанный на рис. 4.40а источник тока, который предназначен для питания входного дифференциального каскада интегрального операционного усилителя лА709. Заменяя этот источник физической эквивалентной схемой (рис. 4.406) и используя выражение (4.127) для расчета внутреннего сопротивления,

получим R n-- -(1Ч-1п30)=8,8МОм. Расчетное

3,310-4-40-10-6

значение внутренней емкости источника составляет Свн==С'б'к+ 4-Скп=1,8 пФ.

Иис. 4.40. Принципиальная .(а) я аквявалектйая i(6) схшы источиикюв Фока нн-тегралйнюго юиерацишиого доияителя ггяпа цАТОЭ

На рис. 4.41 приведена зависимость от частоты полной выходной проводимости Убых, полученная в результате расчета на ЭВМ по эквивалентной схеме рис. 4.406. Как'видно, представление выходной цепи для определения внутренней полной проводимости в виде параллельного соединения С-элементов весьма удовлетворительно.

Основные схемы источников постоянного тока (см. рис. 4.37 и 4.39) являются стандартными функциональными узлами, которые можно использовать практически во всех аналоговых ИС. Несмотря на два незначительных недостатка, принципиально присущих этим источникам, каждый из них способен обеспечить довольно высокие качественные показатели. Один из упоминавшихся выше недостатков заключается в том, что источники имеют тенденцию к потреблению большой мощности: обычно 0,i5-t-I1 мА при напряжении 15-30 В. Другой недостаток - зависимость выходного тока от напряжения питания.

В более сложных ИС часто применяются источники тока, построенные на несколько ином принципе действия. В схеме, показанной на рис. 4.42а, п-канальный полевой транзистор задает практически не зависящий от напряжения питания ток смещения транзисторов Гз и Ti, используемых в качестве опорных диодов.

Стабильное падение напряжения на диодах, равное примерно 1 2 В, и сопротивление резистора Яэ определяют практически не зависящее от напряжения источника питания значение тока. Однако температурная стабильность такой схемы не очень высока.. Это можно объяснить температуркой зависимостью тока полевого, транзистора, а также тем, что температурный дрейф падения напряжения а транзисторах Тз и Г4 превышает температурный дрейф напряжения база-эмиттер транзистора Гг.

/о* юЧд

Рлс. 4.41. Виутрениие 1с.01п.ротИ1В-ление и емкость источника то-.ка, 1при1в.еденного иа р'ис. 4.40

Рис. 4.42. Источлиии тока на полевых транзисторах

Преимущество схемы, приведенной на рис. 4А26, по сравнению с предыдущей заключается в том, что падение на.пряжения на резисторе 1 обусловливает меньшую зависимость напряжения на базе транзистара Гг от тока полевого транзистора Гь что, в свою очередь, обеспечивает лучшую температурную компенсацию напряжения база-эмиттер транзистора Гг. Напряжение на базе, а следовательно, и коллекторный ток транзистора Гз увеличиваются с-ростом тока. Увеличение коллекторного тока вызывает рост падения напряжения на Ri, а напряжение на базе транзистора Га при этом остается примерно постоянным. Поскольку оптимальное значение сопротивления Ri является функцией зависящего от температуры тока полевого транзист.0ра, удовлетворительная компенсация в широком диапазоне температур может быть достигнута только в том случае, если сопротивление Ri не зависит от температуры. В связи с тем, что п-канальные полевые транзисторы формируют в эпитаксиальной коллекторной области, температурная; компенсация будет оптимальной, если резистор Ri выполнить в: коллекторной области.

При разработке ИС, часто возникает необходимость создания источников на р-п-р транзисторах, аналогичных источникам на п-р-п транзисторах (см. рис. 4.37 и 4.39). С использованием дополняющих р-п-р транзисторов комплементарные источники могут

4* 99

быть построены таким же образом, как и рассмотренные выше схемы на п-р-п транзисторах. Из рис. 4.43 следует, что их .принцип действия остается неизменным. Тот факт, что часть тока дополняющего транзистора замыкается на подложку, не оказывает существенного влияния на работу схемы, поскольку при идентичности геометрии транзисторов они теряют одинаковые доли тока. Вследствие того, что в современных дополняющих транзисторах отношение коллекторного тока к базовому превышает 100, приведенные выше расчетные соотношения для тока источника, в котором применены такие ррибооы, остаются в силе.

Рис. 4.43. Источмния тожа с ис- Рис. 4.44. Миотокаиальные источники пользов.анийм яоиолняющих р-п-р тока с (многоалектродньшк дополняю-т1ранзи!сторов щйми р-п-р тр1аизи1стО|ра1М1И

Дополняющие структуры открывают возможности для построения специальных и-Сточников тока. Интересным представителем этой группы функциональных узлов является многоканальный источник тока, схема которого показана на рис. 4.44а. Напряжение база-эмиттер, эмиттерный ток и ток подложки транзистора Ti равны соответствующим токам и напряжению транзистора Гг. То же самое относится и к коллекторному току транзистора Гь который равен общему току сегментов коллектора транзистора Гг. Для достаточно больших коэффициентов усиления по току суммарный ток, протекающий через сегменты коллектора Гг, весьма близок к току, протекающему через резистор Ri. Отношение токов сегментов определяется только относительными размерами сегментов.

Совсем не обязательно, чтобы Ti и Гг были разделены. Если кольцевую область коллектора разбить на три сегмента, то один из них совместно с общими базой и эмиттером будет выполнять функции транзистора Ti (рис. 4.446). Коллекторный ток транзистора Ti определяется током, \1ротекающим через резистор Ri. В остальном обе рассмотренные модификации (см. рис. 4.44) полностью идентичны. Как и в предыдущем случае, отношение токов определяется относительными размерами соответствующих сегментов коллектора.

При малых токах и достаточно больших коэффициентах усиления по току каждый канал источника имеет выходное сопротив-

ление, примерно равное Гэ/ц,. Здесь Гэ представляет собой диффузионное сопротивление перехода база-эмиттер, связанного с соответствующим сегментом .коллектора.

В случае использования дополняющего р-п-р транзистора емкость подложки непосредственно не нагружает коллектор. В то же время увеличенная площадь базы способствует увеличению емкости Сбк, а тем самым и выходной емкости.

Многоколлекторные р-п-р структуры пригодны для построения таких источников, малый выходной ток которых практически не зависит от напряжения питания. Один из возможных вариантов решения такой задачи показан на рис. 4.45. Здесь транзисторы Ti, Т2 и Тз используются в качестве стабилизатора тока с обратной связью, а транзистор Ti - в качестве диода. Практически постоянный ток, протекающий от первого к последнему транзистору, не зависит от напряжения U+n. Следовательно, коллекторный ток транзистора Гб тоже не зависит от на- .. т,

TTn-awoHHa пнтяина ИСТОЧНИК ТОКа Ни OCBOBe

пряжения питания. 1К0!М1Пл.ем!е.н;та.рных транзисторов

S-Wmn

4.7. Активные нагрузки

Активные нагрузки, предоставляющие разработчику дополнительные в03м0жн0.сти для упрощения линейных ИС, получили весьма широкое распространение в современной электронике. Их преимущества заключаются в следующем: незначительная площадь, занимаемая на кристалле, высокое сопротивление даже .при малых падениях напряжения, постоянство сопротивления в широком диапазоне изменений температуры и напряжения питания, малые паразитные емкости, значения которых заметно меньше, чем у резисторов больших номиналов, изготовленных на этапе базовой диффузии. Вследствие отмеченных преимуществ активные нагрузки позволяют получить существенно более высокий коэффициент усиления .каждого каскада и улучшить условия их согласования.

Выбор типа транзистора (п-р-п-или р-п-р), выполняющего функции активной нагрузки, определяется конфигурацией усилительного каскада, в котором она должна использоваться. Если каскад построен на п-р-п транзисторе .по схеме ОЭ, то нагрузкой коллектора служит источник тока на р-п-р транзисторе, как показано на рис. 4.46а. Если п-р-п транзистор включен по схеме ОК, его эмиттер нагружается источником тока на п-р-п транзисторах, как показано на рис. 4.466.

Схема 0.Э (см. рис. 4.46а) имеет очень большой коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода. Поскольку то-

ки транзисторов Гз и Гг одинаковы и коэффициенты модуляции ширины базы одного порядка, сопротивление нагрузки коллектора транзистора Гз примерно равно его собственному выходному сопротивлению. Рассматривая режим малого сигнала, когда объем-

о %1Л

Рис. 4.46. Актнвньге щагруаки & гкаюкащах ОЗ \{а) № ОК :(б)

ным сопротивлением области базы Гбб можно пренебречь, коэффициент усилеЬия по напряжению и выходное сопротивление определим как

Л/2ц, (4.128)

На более высоких частотах существенное

(4.129)

влияние начинает

оказывать выходная емкость Свых, которая состоит из емкости подложки транзистора Гз и емкости база-коллектар транзистора Гг.

Используя приведенные выше приближения, работу схемы рис. 4.46а в режиме малого переменного сигнала можно описать при помощи эквивалентной схемы, показанной на рис. 4.47. Она является расчетной моделью усилительного каскада, включенного по схеме ОЭ с активной нагрузкой, в котором выходная проводимость и емкость равны ё'кэ=2(г/гэ и Свых соответственно.

Для интегральных усилителей типовые вначения коэффициента усиления по напряжению в режиме холостого хода находятся в пределах 60-4-70 дБ. В первом приближении анализ коэффициент

- >о- ho

Рис. 4.47. Эививалентная схема каокада )0Э с анативиой нагрузкой

та усиления показывает, что он главным образом определяется двумя .коэффициентами 1модуляции ширины базы. Из этой особенности вытекает, что xajpaKTepистина передачи каскада остается практически линейной даже в широком, диапазоне изменения вход-ного сигнала и на ее линейность не оказывает влияния зависимость Гя от тока.

Граничная частота коэффициента усиления по напряжению определяется совместным действием трех факторов: выходное сопротивление, выходная емкость и полное сопротивление нагрузки. Б большинстве случаев выходное сопротивление и полное сопротивление нагрузки велики а значения емкости составляют несколько пикофарад. Поэтому предельная частота оказывается довольно небольшой, как цравило 1-10 кГц.

Вследствие того, что линейный режим транзистора в каскаде ОЭ при активной нагрузке сохраняется вплоть до t/кБ =0, макси- мальный размах выходного напряжения меньше разности U+ - -U-ji всего на т. е. на 1,21,6 В. Размах тока зависит от

/к, причем полный размах напряжения достигается только в том случае, когда каскад нагружен на сопротивление

Rh > ([/+n-t/-n-2 [/бэ)/2 /к- (4.130)

В реальных схемах это требование обычно выполняется, поскольку с целью получения высокого коэффициента усиления по напряжению последующий каскад, как правило, имеет большое входное сопротивление. Однако на высоких частотах аличие емкостной нагрузки приводит к снижению полного сопротивления .нагрузки Zh, а тем самым и максимально возможного размаха напряжения. Эта частотная зависимость характеризуется предельной частотой, на которой

\Zh\ =(г/-п-[/-п-2г/Бэ)/2/к- (4.131)

В схеме ОК (см. рис. 4.466) активная нагрузка выполняет одну функцию, заключающуюся в увеличении допустимого размаха напряжения. Большое выходное сопротивление источника тока в этом случае практически не влияет на коэффициент усиления по напряжению, который .близок к единице. Размах напряжения может быть таким же, как и в рассмотренной выше схеме ОЭ. Хотя .возможное значение тока зависит .от полярности входного сигнала, оба ограничения, определяющие условия получения неискаженного .выходного сигнала и предельной частоты, остаются такими же, как и прежде [см. выражения (4.130) и (4.131)].

4.8. Фазосуммирующие схемы

В большинстве случаев вход многокаскадных интегральных усилителей является симметричным, а выход - асимметричным. Соответственно входной каскад должен выполняться в виде симметричного дифференциального каскада, а выходной - асимметричного. Простейший способ согласования асимметричного каска-

Рис. 4.48. Усилитель с симметричным входом и .асимметричным вьмодом

да и последнего из симметричных каскадов состоит в подключении .входа первого между выходом последнего и общей точкой.

Схема усилителя, выполненного на основе этого способа, приведена на рис. 4.48. Она очень проста, однако имеет следующие недостатки:-

1. Работа в режи:ле по постоянному току требует, чтобы выходное напряжение не зависело от напряжения питания, однако

напряжение на коллекторе транзистора Т\ изменяется с изменением [/+п и частично зависит от [/~п, поэтому указанное требование не выполняется.

2. Напряжение на коллекторе транзистора Т\ можно определить из выражения (4.58); отсюда следует, что вых1 содержит синфазную составляющую входного напряжения. Если симметричная часть усилителя содержит Только один дифференциальный каскад, эта составляющая, определяемая коэффициентом дискриминации по напряжению, может быть весьма значительной. Более того, асимметрия на выходе может привести к тому, что результирующий коэффициент усиления по отношению .к симметричному входному напряжению составит только половину коэффициента усиления дифференциального каскада' по симметричной составляющей (>1 дд).

3. Вследствие того, что коэффициент усиления симметричного каскада невелик, вклад асимметричного каскада на транзисторе Тъ в суммарные напряжения смещения и дрейфа может быть весьма значительным.

Широко распространенным способом устранения отмеченных недостатков является согласование симметричных и асимметричных каскадов при помощи так называемых фазосуммирующих схем, асимметричное выходное напряжение которых пропорционально разности выходных напряжений симметричного каскада и в значительно .меньшей степени зависит от синфазных составляющих напряжения.

На рис. 4.49а приведена простейшая фазосуммирующая схема. Ток транзистора Гз, управляемого симметричным выходным сигналом дифференциального каскада, в первом приближении не зависит от синфазной составляющей выходного напряжения этого каскада, а также от напряжения питания С/+п. Падение напряжения на диоде Д1 компенсирует напряжение база-эмиттер транзи-

стора Гз, П|ричем темлературный дрейф первого комиенсирует соответствующую нестабильность второго. .К .сожалению; полная компенсация невозможна вследствие значительной разницы токов транзистора Гз и диода Дь

Коэффициент усиления транзистора Гз относительно мал. Наличие последовательной обратной связи по току, обусловленной

PiHC. 4.49. Простые фазосуммирующие схемы

резистором R\, снижает его до значения, меньшего отношения Кг к R\. Кроме того, предельная частота Гз также низка. Это справедливо и по отношению к предельной частоте результирующего коэффициента усиления по напряжению, который остается небольшим вследствие включения высокоомного резистора R. в базовую цепь транзистора Г3.

Изменения напряжения [/+□ практически не влияют на выходное напряжение, тогда как изменения напряжения сказыва-К)тся па этом напряжении.

В несколько меньшей степени недостатки проявляются в тех случаях, когда либо резистор R- подключен к общей шине, либо падение напряжения на нем усиливается последующим каскадом ОЭ, присоединенным к минусовой шине питания. Чтобы не нарушать симметрию дифференциального каскада, рабочие коллекторные токи транзисторов Т\ и Гг должны быть значительно больше эмиттерного тока транзистора Г3. Другими словами, необходим дифференциальный каскад с относительно большими токами. Подытоживая положительные и отрицательные свойства, следует отметить, что фазосуммирующая схема, приведенная на рис. 4.49а, очень проста, но может быть использована только в схемах, подобных усилителям низких частот.

Характеристики приведенной схемы можно улучшить, если дополнить ее буферным каскадом с ОК, как показано на рис. 4.496.