преобразования, то при желании можно суммировать последовательные отсчеты, получая повышенную разрешающую способность и увеличенное время интегрирования. Это полезное свойство недостижимо в АЦП, основанных на преобразовании мгновенного отсчета входного сигнала. В таких преобразователях для согласования полосы частот сигнала с преобразователем во избежание потерь информации или появления провалов в спектре необходимо использовать фильтр низкой частоты. Оптимальный выбор характеристик фильтра зависит от периода повторения отсчетов (обычно используется фильтр с крутой характеристикой среза, полоса пропускания которого достигает половины частоты отсчетов, или частоты Найквиста). Это означает, что нельзя повысить частоту отсчетов (для повышения точности или увеличения отношения сигнал/шум), не теряя в качестве фильтрации входного сигнала. С другой стороны, при измерениях с непрерывным интегрированием интервал отсчета может быть впоследствии изменен программным путем (посредством умножения реально существующих при измерении интервалов), хотя оптимальные свойства правильной выборки данных сохраняются.

Рекомендуем внимательно изучить временные диаграммы, приведенные на рис. 9.49.

9.27. Кулонометр

На рис. 9.50 приведена схема токового интегратора с уравновешиванием заряда, или кулонометра . Этот прибор позволяет измерять интегральный ток (полный заряд) за определенный интервал времени и может применяться в электрохимии или для электрофореза. Рассмотрение схемы начнем с ее нижнего левого угла, где ток, который требуется проинтегрировать, протекает по мощному прецизионному 4-про-водному резистору, создавая пропорциональное падение напряжения. Прецизионный операционный усилитель ИМС2 относительно недорог (дешевле 5 долл.) и имеет небольшое начальное напряжение сдвига (не более 0,15 мВ) при незначительном температурном и временном дрейфе этого напряжения (меньше чем 2 мкВ на градус и в месяц). Его выходной ток, подлежащий дальнейшему измерению, подается на зарядоуравновешивающий интегратор ИМСЗ. С помощью входного поворотного переключателя выбирается один из пяти пределов чувствительности, причем иа любим диапазоне коллекторный ток транзистора Тг для входного сигнала полного отклонения составляет 200 мкА. В качестве Тх выбран транзистор с большим коэффициентом усиления бета , (минимальное значение /iai3-=1000 при токе 100 мкА), что обеспечивает малые отклонения базового тока.

Уравновешивание заряда производится стандартной схемой дельта-сигма-преобразования. Полевой /-канальный МОП-транзистор Т^, работающий в режиме обогащения, выдает порции заряда в соответствии € состоянием триггера ИМС5а в конце каждого такта. По каждому такту, на котором транзистор Tj проводит, одновибратор ИМС56 дает

я -I

кзлий(?овиа маншмального тона

+15 1

(10 оборотов

РЕПЛИРОВКА НУЛЯ 1+50 миВ)

исг

ОР 07СР

Прецизионные 4-проводные регис1оры соединения

i о-

(oV-l-crxo-

+ [Пр5А

0,01 Ом Q.1 Ом 1,0 Ow 10 Ом 100 ом

макс. 2А

оцин шт. 0,1 Кл 0,01 Кп 200 мЛ 0,001 till ... гв мА 100 ми 2.8 А ч 2 мА Ш ипЫ ОД А-ч

А-ч = 1600 и

попнак шкала (Ю'кмнтов) 2780 А-ч. 278 А-ч

га А'Ч

10 А 10 I А (О А 10- а

1N1183

-и

1----, 5-позиционный павопотньт

переключатель на 3 направления

Рис 9.50, Кулонометр (счетчик накопленного заряда).

К Т - контрольная точка интегратора; Пр - предохранитель; НК - неподключенный контакт; МЗЦ - младшая значащая цифра; СЗЦ - старшая значащая цифра

приращения на вход двоичному счетчику ИМС7. Данная схема не ведет подсчет на фиксированном интервале, а просто производит интегрирование до тех пор, пока не остановится. Содержимое 4-разрядных счетчиков ИМС9 и ИМСЮ воспроизводится с помощью 8-знакового светодиодного индикатора и отображает полный заряд.

Если измеряемый ток превысит максимальное значение на выбранном диапазоне, ток транзистора Га йе сможет уравновесить ток, протекающий через транзистор Ti, даже если производить уравновешивание постоянным током непрерывно открытого транзистора Т%. При этом зафиксированное в счетчике значение заряда будет содержать погрешность. Если сигнал на выходе интегратора превышает фиксированный уровень опорного напряжения (который выбирается с до-

Пр t/8 а

varo VE27

50 8 Т

1В Вдейств] \ 506 Т

slancor рвва

390,626 икс 2560 г;; 118l[i7l

rc4195

*+15

-i-o-15

Уст скорости счета J0 оборотов @ -Р,5

2 3 к 1Ж

ГБ 10 Ом

ц 7805

:10мкФ

I jo ген

Ген

Ж

+ 15

г-Ь

т

т

ИС5 ИСБ ИС7 Контакте онтакт И Контакт И

-знаковые 7-сегиентные индишоры I с общим катодом)

.Счетный вход (тан1

d5 le

Ktl

ds le

сброс

1,0 пОм

статочным запасом по отношению к нормальным условиям работы интегратора), ИМС4а обнаруживает выход за предел диапазона и зажигается светодиод.

Некоторые проектные выкладка. При проектировании подобной схемы должны быть сделаны некоторые выкладки. Например, для упрощения коммутации транзистора Га большая часть КМОП логических элементов работает от источника питания напряжением+15 В, а поскольку 4-разрядные счетчики требуют напряхрения питания jrS В, для согласования счетчиков с высоковольтными логическими э^1ементами КМОП используется элемент типа 4049 (ИМС8). Для облегчения стыковки с элементом ИМС5а элемент ИМС4 включен по схеме с однополярным питанием, и его выходной сигнал изменяется от нуля до +15 В. Для того чтобы обеспечить достаточный рабочий уча-

СТОК характеристики транзистора Ti, опорное напряжение интегратора и компаратора задается на уровне +4,7 В при помощи простого стабилитрона Dg; точность стабилитрона в данном случае не играет роли. Заметим, что эталонное напряжение, создающее коммутируемый ток в интеграторе, формируется относительно уровня +4,7 В. Рабочий ток источника REF-02 попутно используется для смещения стабилитрона.

От выбора ключа (Гг) существенно зависит общая точность прибора. Если ключ будет иметь слишком большую паразитную емкость, то дополнительный остаточный заряд на его стоке приведет к появлению погрешности. Схемное решение, использованное в предыдущем примере (переключение тока на землю во время нерабочих тактов), в данном случае неприемлемо, так как отклонение напряжения сдвига элемента ИМСЗ вызовет фиксированную погрешность при самых малых токах. Используя однополюсный однонаправленный переключатель, как показано на схеме, получаем расширение динамического диапазона за счет некоторого снижения точности (поскольку остаточный заряд со стока транзистора Тг будет интегрироваться на каждом такте). Для построения интегратора выбирается операционный, усилитель с полевыми МОП-транзисторами на входе, так как незначительные токи смещения подобных усилителей позволяют получить пренебрежимо малые погрешности по току (10 пА). Поскольку операционные усилители с полевыми транзисторами имеют большие напряжения сдвига, чем усилители с биполярными транзисторами, выбор такого усилителя сужает динамический диапазон (об этом уже говорилось выше).

Динамический диапазон. Данный прибор специально разработан для точного интегрирования токов, величина которых на протяжении одного измерения может изменяться на несколько порядков, и, следовательно, прибор должен иметь достаточно широкий динамический диапазон. Поэтому рекомендуется уделять повышенное внимание разработке органов управления прибора: при помощи внешней регулировки напряжения сдвига можно точно настроить прецизионный операционный усилитель, тогда как за счет внутренней подстройки, имеющей обычно диапазон регулирования в пределах нескольких милливольт, трудно с высокой точностью обеспечить нулевой сдвиг. Если с помощью подстройки удается снизить напряжение сдвига ИМС2 до 10 мкВ или ниже, то динамический диапазон прибора превысит 10 ООО : 1.

СХЕМЫ ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ 9.28. Введение

Система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) представляет собой широко используемый своеобразный узел, который выпускается некоторыми фирмами в виде отдельной ИМС. ФАПЧ содержит фазовый детектор, усилитель и генератор, управляемый напряжением (ГУН),

н представляет собой сочетание аналоговой и цифровой техники. Мы вкратце рассмотрим применения ФАПЧ для тонального декодирования, демодуляции AM- и ЧМ-сигналов, умножения частоты, частотного синтеза, тактовой синхронизации сигналов в условиях помех (например, в магнитной записи) и восстановления сигналов.

Существует традиционное предубеждение против ФАПЧ, которое отчасти связано со сложностью реализации ФАПЧ на дискретных компонентах, а отчасти основа ю на мнении, что ФАПЧ не может достаточно надежно работать. Однако появление в настоящее время большого числа недорогих и простых в использовании устройств ФАПЧ позволяет быстро устранить первое препятствие для их широкого применения. Если устройство ФАПЧ правильно спроектировано и используется не на предельных параметрах, оно является таким Же надежным схемным элементом, как операционный усилитель или триггер.

Управляющее напАянение

Рис. 9.51. Схема фазовой автоподстройки частоты.

Классическая схема ФАПЧ приведена на рис. 9.51. Фазовый детектор сравнивает частоты двух входных сигналов и генерирует выходной сигнал, который является мерой их фазового рассогласования (если, например, они различаются по частоте, то будет формироваться периодический выходной сигнал разностной частоты). Если частоты /вх и /гун не равны друг другу, то сигнал фазового рассогласования после фильтрации и усиления будет воздействовать на ГУН, приближая частоту /гун к /вх- В нормальном режиме ГУН быстро производит захват частоты fg* поддерживая постоянный фазовый сдвиг по отношению к входному сигналу.

Поскольку после фильтрации выходной сигнал фазового детектора представляет собой постоянное напряжение, а управляющий сигнал ГУН является мерой входной частоты, совершенно очевидно, что ФАПЧ можно применять для ЧМ-детектирования и тонального декодирования (при цифровой передаче по телефонному каналу). Выход ГУН формирует сигнал с частотой /вх*, при этом он представляет собой очищенную копию сигнала /вх, который сам по себе может быть подвержен воздействию помех. Поскольку выходной периодический сиг-

нал ГУН может иметь любую форму (треугольную, Синусоидальную и т. п.), это дает возможность формировать, скажем, синусоидальный сигнал, синхронизированный с последвательностью входных импульсов.

Часто в схемах ФАПЧ используют счетчик по модулю п, включенный между выходом ГУН и фазовым детектором. При помощи этого' счетчика получают частоту, кратную входной опорной- частоте /вх. Это удобно для формирования тактовых импульсов, кратных сетевой частоте в интегрирующих преобразователях (двухстадийные или с уравновешиванием заряда), с целью подавления сетевых помех.На основе подобных схем строятся также и частотные синтезаторы.

9.29. Компоненты устройства ФАПЧ

Фазовый детектор. В настоящее время существуют два основных типа фазовых детекторов, которые иногда называют тип 1 и тип 2. Детектор типа I работа-Спорный 1-) I-j ет с аналоговыми или цифро-

сигнал выми сигналами прямоуголь-

Опорный^, сигнал () г зл

Опорный сигна(1 Сигнал

ной формы, а детектор типа 2 оперирует цифровыми переключениями (фронтами). Представителями типа 1 являются ИМС 565 (линейный) и 4044 (ТТЛ),типа 2 -4046 (КМОП).

Простейший фазовый детектор типа 1 (цифровой) - это вентиль Исключающее ИЛИ, схема которого приведена на рис. 9.52. На этом же рисунке изображена зависимость выходного напряжения детектора (после низкочастотной фильтрации) от разности фаз для входных прямоугольных сигналов с коэффициентом заполнения, равным 50 %. Фазовый детектор типа 1 (линейный) имеет аналогичные фазовые характеристики, хотя он строится на основе четырехквадратного умножителя, известного также под названием балансного смесителя . Фазовые детекторы данного типа обладают высокой линейностью и используются для синхронного детектирования, которое будет рассматриваться в разд. 14.15.

Синхронизация на этом участие

Рис. 9 52, Фазовый детектор (тип 1), выполненный по схеме Исключающее ИЛИ.

Фазовые детекторы типа 2 чувствительны только к относительному положению фронтов входного сигнала и сигнала на выходе ГУН, Как это показано на рис. 9.53. В зависимости от того, до или после возникновения фронта опорного сигнала появится фронт выходного сигнала ГУН, на выходе фазового ком-

Опорный сигнал

Фазовый номпаратор отставание

н>

1,7 В-

4044 {ТТЛ)

Оперемение

Фазовый компаратор

Отставание пн

/С

1Г

2 ХКГУ

Паратора будут формироваться импульсы опережения или отставания соответственно. Длительность этих импульсов, как показано на рисунке, равна интервалу времени между фронтами соответствующих сигналов. Во время действия импульсов опережения или отставания выходная схема соответственно отводит или отдает ток, а получаемое на выходе среднее напряжение зависит от разности фаз, как показано на рис. 9.54. Работа данной схемы совершенно не зависит от скважности входных сигналов (в отличие от рассмотренной выше схемы фазового компаратора типа 1). Еще одно преимущество заключается в полном отсутствии выходного сигнала в случае, когда входные сигналы находятся в синхронизме. Это означает, что на выходе отсутствуют пульсации , из-за которых в фазовых детекторах типа 1 происходит периодическая фазовая модуляция.

Приведем сравнительные характеристики двух основных типов фазовых детекторов:

в

Опорный сигнал

Отставание

Опережение Выходное яа-

4046 (КМО'П)

~L-r J1

.л

t r~i ri

Пряжение фазового детеитора

Рис. 9.53. Фазовый Детектор (тип 2) опережения - отставания, работающий по фронтам .

Коэффициент заполнения входного сигнала

Синхронизация по гармоникам

Подавление помех

Остаточная пульсация двойной частоты 2/вх

Диапазон синхронщации (слежения), L

Исключающее ИЛИ

Оптимально 50%

Хорошее Большая

Срабатывание по фронту ( накачка заряда )

Не играет роли

Нет

Весь диапазон ГУН Весь диапазон ГУН

Диапазон захвата аГ (а< 1)

Выходная частота при рассин- /центр хроннзац.ни

/мин

Точка

синхронизации

Имеется еще одно различие между фазовыми детекторами этих двух типов. Выходной сигнал детектора типа 1 всегда требует последующей фильтрации в контуре регулирования (более подробно об этом см. ниже). Таким образом, в ФАПЧ с детектором типа 1 контурный фильтр действует, как фильтр низкой частоты, сглаживающий логические сигналы полной амплитуды. При этом всегда присутствуют остаточные

пульсации, результатом которых являются периодические фазовые колебания. В схемах, где ФАПЧ используется для умножения или синтеза частот, это приводит к боковой фазовой модуляции выходного сигнала (см. разд. 13.17).

Детектор типа 2, напротив, формирует выходные импульсы только тогда, когда есть фазовое рассогласование между опорным сигналом и сигналом ГУН. Если рассогласование отсутствует, выход детектора ведет себя как разомкнутая схема, а конденсатор контурного фильтра действует как запоминающее устройство, сохраняя напряжение, при котором ГУН поддерживает необходимую частоту. Если изменится частота опорного сигнала, фазовый детектор сформирует последовательность коротких импульсов, которые зарядят (или разрядят) конденсатор до нового напряжения, необходимого для возврата ГУН в синхронизм.

Генераторы, управляемые напряжением. Важной составной частью систем фазовой автоподстройки является генератор, частотой которого можно управлять с выхода фазового детектора. Некоторые ИМС ФАПЧ включают в себя ГУН, например линейный элемент 565

Рис. 9.54.

Некоторые ГУН

Таблица 9.3

Сопряжение цифровых и аналоговых сигналов 83

\ ....... ......... I,.- I...- ........, .1 I , 111.....ii.i mm I II iiiiii

и КМОП-элемент 4046. Также имеются 6 отдельные ИМС ГУН, так1Ге, как 4024 (дополнительный к упомянутому выше фазовому детектору на элементах ТТЛ 4044), или различные элементы ТТЛ серии 74хх (например, 74S124 и 74LS324-327). Другой интересный класс ГУН составляют генераторы с синусоидальным выходом (8038, 2206 и т. п.). Они генерируют чистый синусоидальный сигнал при искаженных входных сигналах. В табл. 9.3 . ....., от

, пи ВЧ-дроссель

Варактор - i ЗКолебатсАЬ-7 5 ый контур

приводится краткий перечень различных ГУН.

Следует обратить внимание, что на частоту ГУН не насладываются ограничения, суш,ествующие для логических схем. Напри- g мер, можно использовать

генератор радиочастоты с варактором (диодом изменяемой емкости) (рис. 9.55).

Не останавливаясь на этом подробно, заметим, что можно применять даже микроволновый (гигагерцы) генератор на отражательном клистроне, настройка которого производится изменением напряжения на отражателе. Естественно, что устройство ФАПЧ с генераторами подобного типа должно содержать радиочастотный фазовый детектор. В системах ФАПЧ не требуется, чтобы ГУН обладал слишком высокой линейностью зависимости частоты от напряжения. Однако при существенной нелинейности коэффициент передачи будет изменяться с частотой, и придется обеспечивать больший запас устойчивости.

9.30. Проектирование ФАПЧ

Замыкание контура регулирования. На выходе фазового детектора вырабатывается сигнал рассогласования, связанный с наличием разности фаз входного и опорного сигналов. Входное напряжение ГУН управляет его частотой. Может показаться, что для создания замкнутого контура регулирования достаточно охватить его цепью обратной связи с некоторым коэффициентом передачи, как это делается в схемах с операционными усилителями.

Здесь, однако, есть одно существенное различие. В обычных схемах величина, которая регулируется с помощью обратной связи, совпадает с величиной, которая измеряется с целью выработки сигнала рассогласования, или по крайней мере пропорциональна ей. Так, например, в усилителе измеряется выходное напряжение и соответствующим образом регулируется входное. В системе ФАПЧ происходит интегрирование. Мы измеряем фазу, а воздействуем на частоту, а фаза - это интеграл от частоты. За счет этого в контуре регулирования появляется фазовый сдвиг на 90°.

Поскольку интегратор, введенный в цепь обратной связи контура, дает дополнительное запаздывание по фазе на 90°, то на частотах, где

общий коэффициент усиления контура равен единице, может возникать самовозбуждение. Самое простое решение - это исключить из схемы все прочие элементы, дающие запаздывание по фазе по меньшей мере на частотах, где общий коэффициент усиления контура близок к единице. В конце концов, операционные усилители почти во всем своем частотном диапазоне дают запаздывание по фазе на 90° и прнг этом неплохо работают. В этом заключается первый подход к решению проблемы, результатом которого является так называемый контур первого порядка . Он похож на приведенную выше блок-схему ФАПЧ, но без фильтра НЧ.

Хотя подобные системы первого порядка используются во многих случаях, ойи не обладают необходимыми свойствами маховика , то есть сглаживанием помех или флуктуации входного сигнала. Кроме того, поскольку выход фазового детектора непосредственно управляет ГУН, в контуре первого порядка не может поддерживаться постоянное фазовое соотношение между выходным сигналом ГУН и опорным сигналом. Контур второго порядка для предотвращения неустойчивости содержит дополнительный НЧ-фильтр в цепи обратной связи. Благодаря этому возникает свойство сглаживания, сужается диапазон захвата и увеличивается время захвата. Более того, как будет показано ниже, контур второго порядка с фазовым детектором типа 2 обеспечивает синхронизацию с нулевой разностью фаз между опорным сигналом и выходом ГУН. Практически везде применяются контуры второго порядка, поскольку в большинстве применений система ФАПЧ должна обеспечивать малые флуктуации фазы выходного сигнала, а также обладать некоторыми свойствами памяти или маховика . Контуры второго порядка допускают высокий коэффициент передачи на низких частотах, что дает повышенную устойчивость (по аналогии с усилителями с обратными связями). Теперь рассмотрим пример использования ФАПЧ.

9.31. Умножитель частоты. Пример разработки

Системы ФАПЧ часто используются для формирования сигналов, частота которых кратна входной частоте. В частотных синтезаторах частота выходного сигнала получается умножением целого числа п на частоту стабилизированного низкочастотного опорного сигнала (к примеру, 1 Гц). Число п задается в цифровой форме, причем перестраиваемый задатчик числа может управляться от ЭВМ. В более прозаических случаях можно встретить применение устройства ФАПЧ для формирования тактовой частоты, синхронизированной с некоторой опорной частотой, уже имеющейся в данном приборе. Предположим, например, что для двухстадийного АЦП нужен тактовый сигнал с частотой 61,440 кГц. При такой частоте получается 7,5 измерения в секунду; первая стадия продлится 4096 периодов тактовой частоты (напомним, что в двухстадийных АЦП длительность этой стадии постоянна), а максимальная длительность второй стадии составит 4096 тактов.