Область высоких частот амплитудно-частотной характеристики усилителя определяется свойствами транзисторов. Упрощенная эквивалентная схема коллекторной цепи усилителя, работающего на комплексную нагрузку R -Си в области высоких частот, представлена на рис. 4.9.

В эквивалентных схемах коллекторных цепей промежуточных и входного каскадов сопротивление Rh и емкость Сн заменяются вход.

ными сопротивлением и емкостью по-следующего каскада усилителя.

С увеличением частоты часть кол-.лекторного тока транзистора ответвляется в цепь параллельно соединенных емкостей Ск* и Си, в результате чего уменьшается ток нагрузки, а следовательно, и выходное напряжение, образуя завал АЧХ в области высоких частот.

Коэффициент усиления на высокой частоте одного каскада

Рис. 4 9

1 вых

А„в - ----

/ в(С^ + С„)

вх б^Иэ

После преобразований получим следующее выражение:

1 ао

i-by<.3(c:-f С„)(/?к(1/? )

Запишем модуль коэффициента усиления

(4.42)

времени

где тн= (CK*-f Сн) {RARy) = С*экв (Рк1/?н) - постоянная перезаряда эквивалентной емкости коллекторного перехода

С:кв=с: -f С„ = с л 1 + /г21э) + С„.

Из формулы (4.42) найдем коэффициент высокочастотных искажений, создаваемых емкостью С*кэкв:

(4.43)

В области высоких частот следует также учитывать комплексный характер коэффициента hix, зависящего от частоты следующим образом:

где Tf - постоянная времени коэффициента передачи тока базы, определяемая, в основном, временем жизни неосновных носителей заряда в базе транзистора; /12130 - коэффициент усиления по току на низкой частоте.

с учетом совместного влияния постоянных времени и Тк коэффициент высокочастотных искажений одного каскада усилителя определяется выражением

АГв=У 1 + КТз)2, (4.44)

где

в = гэ + т,. (4.45)

При Сн=0 для высокочастотных дрейфовых транзисторов, у которых время жизни неосновных носителей в базе мало, можно записать

Для низкочастотных диффузионных транзисторов Тр при Сн=0 так велико, что выполняется соотношение ТрТк, поэтому приближенно можно считать Тв=Тр.

Определив из (4.44) постоянную времени одного каскада, можно выбрать тип транзистора, обеспечивающий найденное значение Те.

Фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями одного каскада в области высоких частот находим из выражения

tg?B=-%f - (4.46)

Из формулы (4.46) следует, что фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями каскада с возрастанием частоты изменяется от нуля (при (0 = 0) до -я/2 (при и^оо).

§ 4.4. Широкополосные каскады с общим эмиттером

Широкополосные усилители предназначены для усиления электрических сигналов в диапазоне частот от единиц герц до десятков и даже сотен мегагерц.

Как следует из формул (4.32), (4.35), (4.40), для расширения полосы пропускания в области низких частот (уменьшения нижней граничной частоты /н) необходимо увеличивать постоянную времени тн. Увеличение Тн достигается за счет использования максимальных значений емкостей разделительных и шунтирующего конденсаторов (Ср и Сэ), а также сопротивлений в цепях перезаряда этих конденсаторов. Однако при увеличении емкости конденсаторов Ср и Сэ возрастают их размеры, а сопротивления в цепях перезаряда определяются параметрами транзисторов.

Для расширения полосы пропускания в области высоких частот (увеличении верхней граничной частоты /в) необходимо уменьшать постоянную времени Тв [см. формулу (4.44)]. С помощью высокочастотных транзисторов можно исключить влияние тр. Дальнейшее повышение /в возможно за счет уменьшения Сн (при рациональном монтаже) и /?к в коллекторной цепи транзистора.

-617 65

Однако уменьшение /? приводит к снижению коэффициента уси-ления каскада.

Если описанные меры не обеспечивают заданного диапазона рабочих частот усилителя, то используют специальные корректирующие цепи для низких и высоких частот.

Схема усилительного каскада с низкочастотной коррекцией представлена на рис. 4.10, а. Корректирующая цепь в схеме пред. ставляет собой резистор /?ф, зашунтированный конденсатором Сф и включенный последовательно с резистором R. Эквивалентная схема коллекторной цепи каскада приведена на рис. 4.10,6.

Рис. 4.10

На средней частоте емкостное сопротивление Хсф=1/(/сйСф) близко к нулю и полностью шунтирует резистор /?ф. На низкой частоте в коллекторной цепи транзистора имеем эквивалентное сопротивление 2.экв^ {Rф\\Xcф)+Rк, причем чем ниже частота, тем больше 2энв. Так как 2экв определяет усиление каскада, то увеличение 2экв компенсирует снижение коэффициента усиления за счет влияния конденсаторов Ср и Сэ и тем самым расширяется полоса пропускания в области низких частот.

При выполнении неравенств

1 (4.47,

выражение, характеризующее относительную неравномерность амплитудно-частотной характеристики каскада с низкочастотной коррекцией, можно записать

у -f 1 \г 1 [ т ) Ql

m2 -ь g2 1

(4.48)

где m--66

ПкСф/{Я^Ср2), qR JRi, Qu=(x>RuCp2.

На рис. 4.11, я по формуле (4.48) в полулогарифмическом мас-итабе при д=0,1 и различных значениях т построено семейство обобщенных амплитудно-частотных характеристик. Из рисунка идно, что с уменьшением т полоса пропускания усилителя в области' низких частот расширяется. Характеристика, построенная JJ т-°°, соответствует характеристике некорректированного каскада, так как при Сф==оо резистор Яф полностью закорочен при любой сколь угодно малой частоте. При т=1, т. е. при СфЯк=КцСр2, будем иметь оптимальную фазочастотную характеристику, когда фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями равен нулю в наибольшем диапазоне частот (рис. 4.11, б).

Кии /(ио

1,0 О, в 0,6

г

50 itO

Рис. 4.11

В ЭТОМ случае, а также при /п<1 возникает перекомпенсация (Кин>/С о). Увеличение т до значения т=1,1, при котором устраняется перекомпенсация, ухудшит фазочастотную характеристику.

Устранить перекомпенсацию при т=\ можно путем уменьшения q. Чем меньше q, тем эффективнее коррекция. Обычно выбирают 9=0,05, так как дальнейшее его уменьшение за счет увеличения /?ф приводит к недопустимым потерям мощности в коллекторной цепи транзистора.

При использовании в качестве усилительных элементов полевых транзисторов расчетные соотношения и выводы, полученные для широкополосного каскада на биполярном транзисторе, справедливы, так как выполняются, и даже в большей степени, неравенства (4.47), на основании которых выведена формула (4.48).

Принципиальная и эквивалентная схемы каскада с высокочастотной коррекцией даны на рис. 4.12 (я, б). Высокочастотная коррекция каскада осуществляется с помощью цепочки Rq-Cq, сопротивление которой Zq=R -гтг создает частотно-зависимую отри-

Цательную обратную связь по току. При построении эквивалентной 3*

схемы пренебрегаем сопротивлением Гэ, так как для создания эф. фективной отрицательной обратной связи необходимо выполнить условие ЯоГэ. С повышением частоты сопротивление Zq, определяющее глубину отрицательной обратной связи, уменьшается и коэффициент усиления каскада возрастает. Таким образом происходит компенсация снижения коэффициента усиления в области высоких частот, обусловленного влиянием параметров транзистора.

л

,Срг

1Л

О

Рис. 4.12

Емкость конденсатора Со выбирают из условия

oCV( oCo),

(4.49)

где соо - средняя частота полосы пропускания.

На низких и средних частотах полосы пропускания влиянием емкости Со можно пренебречь; коэффициент усиления Ки ос в соответствии с эквивалентной схемой на рис. 4.12,6, где полагаем Со=0, /?,1/?2=оо,

/?г + б + (1+А21э)(/?0 + з)

Зная глубину, обратной связи F=Kuo/K и ос, создаваемой резистором Ro на средних частотах, можно найти постоянную времени корректирующей цепи to=/?oQ, обеспечивающую оптимальную амплитудно-частотную характеристику при ЯоЯт+Гб-

Тп = -

F + 1

2Р

(4.51)

Высокочастотная коррекция полосы пропускания с помощью цепочки обратной связи наиболее широко применяется в каскадах на биполярных транзисторах, так как отрицательная обратная связь увеличивает температурную стабильность транзисторного каскада. Применяется также высокочастотная коррекция с помощью индуктивной катушки Lh, включенной последовательно с кол-

лекторным резистором /? (рис. 4.13). С повышением частоты увеличивается полное сопротивление нагрузки коллектора Zk=k + л-шЬк, а следовательно, и коэффициент усиления каскада, тем самым'компенсируется снижение коэффициента усиления.

Широкополосные усилители можно использовать для усиления импульсных сигналов. Любой импульсный сигнал в общем случае можно разложить в гармонический ряд, состоящий из суммы бесконечного числа синусоидальных составляющих различной амплитуды частоты и фазы. Чем шире полоса пропускания, тем больше число составляющих гармонического ряда пройдет через усилитель с минимальными частотными искажениями и тем точнее будет воспроизведена на выходе усилителя форма входного импульса.

1к

Рис. 4.13

Рис. 4.14

Для усилителей импульсных сигналов частотные искажения определяются непосредственно по форме выходного сигнала при подаче на вход усилителя единичного скачка напряжения Ubx=

= 1(0 в.

Изменение переходной функции Л(0 = вых/1 (О В во времени называется переходной характеристикой. Для определения частотных искажений импульсного сигнала по переходной характеристике вводятся следующие параметры (рис. 4.14): /ф+, ф - времена положительного и отрицательного фронтов, обусловленные частотными искажениями в области высоких частот; =AUIUm - относительное снижение (срез) вершины, обусловленное частотными искажениями в области низких частот:

где / - длительность импульса.

Расчет элементов цепей низкочастотной и высокочастотной коррекции в схеме широкополосного усилителя

1. Рассчитать элементы цепи низкочастотной коррекции в широкополосном скаде усиления (см. рис. 4.10, а), если сопротивления в коллекторной цепи < равны 120 и 1,5 Ом. Низшая граничная частота выходной цепи усилите-.3 коррекции по уровню 0.707 Кио Шя= V) равна ш„= 100 Гц. Реше-- а) выбираем 9=/?[/7?ф=0,08; б) определяем сопротивление резистора кор-

ректирующей цепн ?ф=l,5 кОм; в) определяем постоянную времени Ti,= 1/(b,=, = Ср2( +/?к) = 10 мс, г) находим емкость разделительного конденсатора Ср2=а =6,3 мкФ; д) из условия обеспечения оптимальной коррекции от=1 определяет емкость корректирующего конденсатора

Сф =/?фСр2 ?к = 78 мкФ.

2. Определить элементы цепн высокочастотной коррекции в широкополосной каскаде усиления (см. рис. 4.12, а) на биполярном транзисторе с параметрами /г21э = 40, /-6=120 Ом, /-1=10 Ом, Ск=15 пФ, Тр = 3 мкс. Параметры схемы: Лг== = 100 Ом, /?к=7? = 1,2 кОм. Коэффициент усиления каскада в области средних частот К и ос = 6.

Решение: а) находим сопротивление резистора Rq из формулы (4.50): Ro=80 Ом; б) определяем постоянную времени: Тв = Тр+Ск(1+/г21э)/?к|/?н= = 3,3 мкс; в) находим из формулы (4 15) коэффициент усиления без обратной связи: /Сио=38; г) определяем глубину обратной связи F=Kuo/Ku ос=38/6=к6,3; д) определяем постоянную времени корректирующей цепи из формулы (4.51) То=0,56 мкс; е) находим емкость корректирующего конденсатора Со=0,07 мкФ.

рг

r-r Vi

-л

§ 4.5. Каскад с общей базой (повторитель тока)

На рис. 4.15, а, б даны принципиальная схема каскада с общей базой (ОБ) и соответствующая ей эквивалентная схема в области

средних частот полосы пропускания для переменного сигнала.

В эквивалентной схеме (см. рис. 4.15, б) hiieia - зависимый генератор тока в коллекторной цепи транзистора; /121б=1к/1э - коэффициент передачи тока транзистора в схеме ОБ; Гк - дифференциальное сопротивление коллекторного перехода.

Сопротивление Гк = Гк*(14-/г21э) и составляет единицы мегаом.

Значение Гк обычно намного превышает значение Як и при анализе эквивалентной схемы, как правило, не учитывается.

Так как эквивалентные схемы каскадов ОЭ и ОБ по своей структуре одинаковы, то выражения для показателей каскада ОБ можно получить, заменив параметры 213, Гэ, Гб в выражениях, выведенных для каскада ОЭ, на параметры кцб, Гб, Гэ. Таким образом, пренебрегая сопротивлением резистора Яэ, будем иметь

Лцб=э + (1 - Ллб) Гб=/-3 + Гб/( 1 + А21э);

Ku = h2iuRK/hii6

Рис. 4.15

(4.52) (4.53) (4.54)

ИЛЙ с учетом нагрузки и внутреннего сопротивления генератора входного сигнала

K.=Jfi. (4.55)

При Rr>hne, RkRu имеем /Сг 1, т. е. в этом случае каскад работает как повторитель тока.

При Kil коэффициент усиления мощности Kp = KuKiKu.

Таким образом, коэффициент усиления мощности в каскаде с общей базой всегда меньше, чем в каскаде с общим эмиттером.

Схема с общей базой не требует специальных мер по стабилизации рабочей точки покоя, так как база транзистора заземлена И сопротивление Rt в формуле (4.19) определяется омическим сопротивлением базы, т. е.

1 + А21Э

Вследствие малого входного сопротивления и Ki<\ схема ОБ в качестве предварительного усилителя напряжения применяется редко, хотя следует отметить большую линейность выходных характеристик и большую в (l--/i2is) раз граничную частоту усиления тока /а=/е( 1+213) по сравнению со схемой ОЭ.

Каскад с общей базой находит широкое применение как составная часть предварительных усилителей, изменяя их свойства в нужную сторону. Примерами таких усилителей являются дифференциальные и каскодные схемы, рассмотренные в разделах § 5.3 и 13.2.

§ 4.6. Каскад с общим коллектором (повторитель напряжения)

Принципиальная схема каскада с общим коллектором (эмиттерного повторителя) и соответствующая ей эквивалентная схема в области средних частот полосы пропускания для переменного сигнала показаны на рис. 4.16, а, б.

Преобразовав на эквивалентной схеме комбинацию сопротивлений г„*, Гэ, Rb, Rb в одно сопротивление Ro=r *\\[ra+ (RaWRii)], получим эквивалентную схему, изображенную на рис. 4.17.

Используя схему рис. 4.17, найдем входное сопротивление каскада ОК:

ак как 1вх=/б, вх=1бГб + /?о(1б + Л2Ыб)=1б[Гб+/?о(1+Л21.)].

Лпк=Гб + /?о(1 + Л2:э). (4.56)

Формула (4.56) совпадает с формулой (4.4), если заменить на Гэ. Так как /?о Гэ, то входное сопротивление каскада ОК значительно больше входного сопротивления каскада ОЭ.

При выполнении обычных соотношений /121э>1, Гэ/эЦ/д,

/к*>/?э|/?н, /б<Л21эРо формула (4.56) упрощается,

Rbxk - IIK - 2l3 (эИн)-

(4.57)

Входное сопротивление каскада ОК может быть ограничено сопротивлением резистора в базовой цепи R, с учетом которого

Rxk=h[uhiJR. (4.58)

Если к выходным зажимам каскада подключить переменное £ напряжение, замкнув источник

входного сигнала и разомкнув

нагрузку, то выходное сопротивление каскада ОК будет опреде-ляться при Яг=0 параллельным включением сопротивления резистора Яэ и эквивалентного, соответствующего входному сопро-

е,

Ф

I 1?

Рис. 4.16

Рис. 4.17

тивлению схемы каскада ОБ, т. е.

1 + fl2l3

(4.59)

При достаточно больших значениях коэффициента Лги, когда

ГзГб/ {l+hzia), формулу (4.59) можно упростить, т. е. Явыхк^

ГэН/э. Поскольку ЯэГа, окончатсльно получим

(4.60)

Если при определении Явых учесть сопротивления Яг и Я, то формула (4.59) будет иметь вид

Rshan -

I + Л21Э

(4.61)

откуда следует, что выходное сопротивление каскада ОК возрастает с увеличением внутреннего сопротивления генератора входного сигнала.

Напряжение на переходе эмиттер - база транзистора является алгебраической суммой входного вх и выходного вых напряжений, действующих во входной цепи усилителя в противофазе, т. е.

j/5g= BX- вых.

.Таким образом, в схеме каскада ОК имеется 100%-пая отрицательная обратная связь по напряжению, в значительной степени определяющая свойства каскада.

Поскольку напряжение авэ определяется входной характеристикой транзистора 1б=/( бэ) и сравнительно мало изменяется во всем диапазоне изменения входного напряжения, приращение выходного напряжения практически равно приращению входного, т. е. сигнал на выходе повторяет форму сигнала на входе схемы.

Коэффициент усиления по напряжению

1 вых IsJRJRh) (1 +А2и)(/?з|!>?н) 1 (4.62) вх б^вхк Rbxk

где /?вхк -определяется из формулы (4.56). С учетом сопротивлений Rt а R будем иметь

/?э1/?н RURbxk

- = (1+Л21э)-

(/?вхк) Rv + LRWRbxk)

Коэффициент усиления по току

Таким образом, каскад ОК по своим усилительным свойствам уступает каскаду ОЭ из-за отрицательной обратной связи. Однако, обладая высоким входным и низким выходным сопротивлениями, каскад ОК широко используется в предварительных усилителях для повышения коэффициента усиления по напряжению каскада ОЭ, работающего от генератора входного сигнала с большим внутренним сопротивлением Rr>hnB, на низкоомную нагрузку Rh<Rk. Включенный на входе каскада с общим эмиттером повторитель напряжения (каскад ОК) преобразует большое сопротивление Rr в малое /?выхк, поэтому

выхк + Ацэ Rr + fll3

при включении повторителя на выходе каскада ОЭ низкоомная Нагрузка /?н преобразуется в высокоомную, равную входному сопротивлению повторителя /?вхк. При этом

А21э(/?кД/?вхк) А21з(/?к>н)

Rr + hiu Rr+fnз

п